Jörg Rehrmann Elektronik - Ingenieurbüro für Entwicklung elektronischer Schaltungen und Systeme

Oszillatoren

Oszillatorschaltungen gibt es natürlich in großer Auswahl im Internet und in der einschlägigen Fachliteratur. Trotzdem möchte ich an dieser Stelle einige unbekannte oder weniger bekannte Schaltungen, größtenteils aus eigener Entwicklung vorstellen, die sich durch ganz besondere Eigenschaften auszeichnen. Angefangen bei Oszillatoren mit extrem niedriger Leistungsaufnahme bis zu Leistungsoszillatoren im kW-Bereich.
Für Batteriebetriebene Geräte benötigt man Oszillatoren mit besonders geringem Eigenverbrauch. Normalerweise versucht man durch Verwendung von CMOS-ICs den Stromverbrauch zu minimieren. Bei Oszillatorschaltungen funktioniert das aber leider nicht so gut. Oszillatorschaltungen arbeiten immer mit flachflankigen Signalen, die dazu führen, dass die beiden MOSFETs eines CMOS-Ausgangs zeitweise gleichzeitig leiten. Dabei kommt es periodisch zu Spitzen in der Stromaufnahme, die sich zu einer permanenten Stromaufnahme aufintegrieren. Zur Reduktion der Stromaufnahme verwendet man häufig ungepufferte CMOS-Bausteine, z.B. den CD4069UB. Dennoch ist die Stromaufnahme immer noch so hoch, dass kleine Batterien schnell entladen werden. Selbst die CMOS-Version des populären 555-Timers verbraucht immer noch rund 100µA. Eine kleine Batterie mit 100mAh würde demnach bereits nach 1000 Stunden, also nach ca. 6 Wochen Dauerbetrieb allein durch den Oszillator leergesaugt sein.
Ein weiteres Problem ist die niedrige Ausgangsleistung dieser Oszillatoren. Sie sind bestenfalls zur Signalerzeugung, nicht jedoch für Stromversorgungszwecke geeignet. In Batteriebetriebenen Geräten ist es manchmal notwendig, neben der Batteriespannung eine weitere Spannung permanent zur Verfügung zu stellen. Dazu benötigt man einen Rechteckgenerator ausreichender Leistung, der eine Ladungspumpe speist und im Leerlauf möglichst wenig Leistung benötigt.
Interessanterweise lässt sich ein Oszillator mit extrem niedriger Leistungsaufnahme und vergleichsweise kräftiger Ausgangsstufe mit einer diskret aufgebauten, etwas abgewandelten klassischen Multivibratorschaltung sehr einfach realisieren:

Ultra-Low-Power-Oszillator
Wie man sieht, ist der astabile Multivibrator extrem hochohmig aufgebaut. Damit die Schaltung trotz der kleinen frequenzbestimmenden Kondensatoren noch zuverlässig anschwingt, wurden HF-Transistoren eingesetzt. Durch die hochohmigen Arbeitswiderstände beträgt die Stromaufnahme der Schaltung nur ca. 20 µA bei einer Schwingfrequenz im kHz-Bereich. Die Ausgänge steuern zwei MOSFETs im Gegentakt an. Die verwendeten MOSFETs zeichnen sich durch eine geringe Steuerspannung und eine geringe Gate-Kapazität aus. Mit einem Kanalwiderstand von wenigen Ohm können die MOSFETs problemlos einige 100 mA liefern. Durch die Arbeitswiderstände R1 und R3 können die Gates der MOSFETs nur relativ langsam aufgeladen werden. Dadurch ist die Größe der MOSFETs und die Schwingfrequenz zwar stark begrenzt, der Vorteil ist aber, dass sichergestellt ist, dass die Einschaltphasen der MOSFETs durch eine großzügige Totzeit voneinander getrennt sind.
Um T3 richtig durchschalten zu können, wird eine erhöhte Gatespannung benötigt. Diese wird von C3 geliefert, während T4 sperrt. Die erhöhte Gatespannung verlängert die Ladezeit von C1, der zum Ausgleich nur halb so groß wie C2 ist. Dadurch erhält man trotz der Asymmetrie der Schaltung noch eine einigermaßen symmetrische Rechteckspannung. Rechts im Bild ist eine verbesserte Version der Schaltung mit einer als Spannungsverdoppler geschalteten Ladungspumpe zu sehen. Leider ist das Anschwingverhalten der klassischen Multivibratorschaltung etwas kritisch. Ist die Stromverstärkung der Transistoren zu klein, können diese nicht mehr bis zum Ende der Leitphase richtig durchschalten. Die Recheckspannung wird dementsprechend unsauber. Ist die Stromverstärkung zu hoch, schalten die Transistoren zwar richtig durch, können wegen der Übersättigung im statischen Betrieb aber nicht verstärken. Die ausbleibende Mitkopplung verhindert dann ein sicheres Anschwingen des Oszillators. Um das Anschwingverhalten des Oszillators zu verbessern, sind die Widerstände R5 und R6 jeweils zwischen Basis und Kollektor der Oszillator-Transistoren geschaltet. Damit ist sichergestellt, dass sich die Transistoren, wenn der Oszillator noch nicht angeschwungen ist, in einem für die Mitkopplung günstigen Arbeitspunkt befinden. Ein sauberes Schalten der Transistoren und der MOSFETs ist in diesem Modus jedoch nicht möglich. Dadurch kann die Stromaufnahme der Schaltung erheblich steigen. Deshalb schaltet ein P-Kanal-MOSFET nach dem Anschwingen des Oszillators zwei weitere Basiswiderstände für die Transistoren gegen +9V zu. So können die Transistoren bis zur folgenden Sperrphase sauber durchschalten. Die verwendeten Schottky-Dioden sind zwar etwas überdimensioniert, ermöglichen aber eine geringe Verlustspannung. Im Normalfall wird eine BAT42 ausreichen.

L-C-Sinusoszillatoren
für höhere Betriebsspannungen und/oder Leistungen werden auch im Zeitalter der MOSFETs traditionell immer noch vorzugsweise mit bipolaren Transistoren aufgebaut. Diese haben den Vorteil, dass die steile Kennlinie der B-E-Strecke beim Anlegen der rückgekoppelten Schwingkreisspannung ein relativ steilflankiges Ein- und Ausschalten des Transistors erlaubt, was für einen guten Wirkungsgrad von großer Bedeutung ist. MOSFETs lassen sich zwar mit deutlich höheren Frequenzen und im Niedervoltbereich auch mit deutlich höheren Strömen betreiben, bei einfachen Oszillatorschaltungen wirkt sich aber ihre recht flache Übertragungskennlinie störend aus. Zwischen der Schwellspannung des MOSFETs und der vollständigen Durchsteuerung liegen meistens mehr als 5 Volt. Ein sauberes Ein- und Ausschalten mit Hilfe der rückgekoppelten mehr oder weniger sinusförmigen Schwingkreisspannung ist da kaum noch möglich. Um dennoch MOSFETs für effiziente Oszillatoren einsetzen zu können, kann man die Rückkopplungsspannung sehr hoch wählen. Die meisten MOSFETs vertragen aber kaum mehr als +/- 20V Gatespannung, sodass die Rückgekoppelte Spannung rund 25 Vss nicht übersteigen darf. Wählt man nun die Rückkopplungsspannung deutlich höher, muss sie auf diesen Wert begrenzt werden. Das ist aber nicht so einfach, wie man meinen könnte. Einerseits muss die Rückkopplung niederohmig sein, damit sie einen kräftigen Gatestrom liefern und den MOSFET schnell und sauber schalten kann und andererseits würde die einfache Begrenzung eines niederohmigen Steuersignales, z.B. mittels einer Zenerdiode bei hoher Steuerspannung erhebliche Verluste verursachen. Dieses Problem lässt sich mit folgender Schaltung relativ einfach lösen:

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MOSFET-Sinusoszillator mit hohem Wirkungsgrad
Den aktiven Teil des Oszillators bildet der MOSFET T1. W1 und C1 bilden den frequenzbestimmenden Schwingkreis. R1 liefert die Gate-Vorspannung für T1, die von ZD2 auf 10 V begrenzt wird. In der Anschwingphase ist T2 zunächst leitend und verbindet das Gate von T1 über R3 und C2 niederohmig mit der rückgekoppelten Spannung aus W2. Der Oszillator beginnt, wie gewohnt, zu schwingen. Dabei steigt der Drainstrom von T1 mit jeder Periode, bis er von R4 und T3 auf ca. 3 A begrenzt wird (der Wert von R4 muss der jeweiligen Anwendung angepasst werden). Durch den Einsatz der Strombegrenzung verschiebt sich der Gleichspannungswert der Gatespannung durch Ladung von C2 ins Negative. Dadurch stellt sich am Gate von T1 eine Spannung ein, deren positiver Spitzenwert gerade ausreicht, T1 richtig durchzuschalten. Der negative DC-Anteil gelangt über R2 auf das Gate von T2 und wird dort von ZD1 auf -3V begrenzt. Sobald sich die Gatespannung von T1 von oben der Nulllinie nähert, beginnt T2 zu sperren und trennt so die rückgekoppelte Spannung vom Gate des T1. Da T2 eine Sperrspannung von 200 Volt hat, darf die rückgekoppelte Spannung Werte bis etwa 200 Vss erreichen. C2 lädt sich durch den Kollektorstrom von T3 soweit auf, dass die positive Spitze der rückgekoppelten Sinusspannung gerade ausreicht, den MOSFET voll durchzuschalten. Wenn man W2 nun so dimensioniert, dass im stationären Schwingbetrieb etwa 150...200 Vss anliegen, erhält man eine ausgesprochen steilflankige Gateansteuerung von T1 mit entsprechend gutem Wirkungsgrad.
Zu achten ist auf eine gute Kopplung von W1 und W2, damit die Gatespannung für T1 ausreichend niederohmig ausgekoppelt werden kann.
Wegen des Source-Widerstandes R4, an dem bis zu 0,7 V abfallen können, empfiehlt sich diese Schaltung nicht für Betriebsspannungen unter 12 Volt zu verwenden, da sonst der Wirkungsgrad erheblich leiden würde.
Je nach Stromflusswinkel ergibt sich eine mehr oder weniger starke Abplattung des unteren Scheitels der Sinusspannung am Schwingkreis. Der Stromflusswinkel hängt wiederum von der Strombegrenzumg, der Betriebsspannung und der Impedanz des Schwingkreises ab. Je größer die Impedanz, je niedriger die Betriebsspannung und je höher der Einsatz der Strombegrenzung, desto platter der untere Scheitel. Im Extremfall kann der Sinus zu einem schmalen positiven Impuls entarten, wie es auch in Zeilenendstufen von CRT-Monitoren der Fall ist. Der andere Extremfall ist ein sehr kleiner Stromflusswinkel, bei dem die Abweichung von der Sinusform kaum sichtbar ist. Die Energiezufuhr während des Stromflusses ist durch die Strombegrenzung festgelegt. Wenn der Schwingkreis nur unwesentlich gedämpft ist, wird die während der Stromflussphase in den Schwingkreis eingekoppelte Energie zu Beginn der nächsten Stromflussphase zunächst wieder in die Spannungsquelle zurückgeführt, bevor sie am Ende der Stromflussphase wieder in den Schwingkreis zurückwandert. Im Idealfall (ungedämpfter Schwingkreis) beginnt der Stromfluss mit seinem negativen Maximalwert und steigt linear an. Beim halben Stromflusswinkel gibt es einen Vorzeichenwechsel, verbunden mit der Richtungsumkehr des Energieflusses. Beim positiven Maximalwert des Stromes setzt die Strombegrenzung ein und beendet die Stromflussphase. Eine Amplitudenregelung ist i.d.R. Nicht notwendig, da sich der Scheitelwert automatisch auf den Wert der Betriebsspanung einstellt.

Manchmal ist es erwünscht, Eine Schwingkreisspule ohne Kopplungswicklung oder Anzapfung zu verwenden. Die bekannteste Oszillatorschaltung dafür ist der Collpits-Oszillator. Wegen seiner Funktionsweise hat er aber keinen hohen Wirkungsgrad und ist daher nur für kleine Leistungen brauchbar. Eine andere weniger bekannte Schaltung benötigt außer dem Schwingkreis nur zwei bipolare Transistoren und einen Widerstand, ist aber nur für Kleinsignalanwendungen geeignet. Eine interessante messtechnische Anwendung dieser Schaltung ist das Induktivitätsmeßgerät. Mit MOSFETs lassen sich auch zweipolige Oszillatorschaltungen höherer Leistung realisieren, wie die folgende Schaltung zeigt:

Zweipoliger MOSFET-Sinusoszillator mit hohem Wirkungsgrad
Die Rückkopplung erfolgt hier direkt über den Drain von T1. C2 und C3 bilden einen kapazitiven Spannungsteiler, der die Schwingkreisspannung durch vier teilt.
Bei Betrieb an gesiebter Netzgleichspannung ist an C3 im stationären Betrieb eine Spannung von ca. 160 Vss zu erwarten. Zur Entlastung des hochohmigen kapazitiven Spannungsteilers wird die Spannung an C3 mit dem Sourcefolger T2 niederohmig auf den Source von T1 zurückgekoppelt. Dieser arbeitet in Gateschaltung und sorgt für die nötige Spannungsverstärkung zur Erfüllung der (An)Schwingbedingung. Nach dem Einschalten wird das Gate von T2 über R5 auf null Volt geladen. Die feste Gatespannung von T1 (12 V) reicht dann aus, um T1 und T2 in einen halboffenen Zustand zu versetzen, sodass diese als Verstärker arbeiten können.
Die automatische Einstellung des DC-Anteiles am Gate von T2 funktioniert genauso wie bei der vorherigen Schaltung mit Rückkopplungswicklung: Sobald R3 und T3 den Strom begrenzen, verschiebt der Kollektorstrom von T3 den DC-Pegel soweit nach oben, dass der untere Spitzenwert des AC-Anteiles auf C3 gerade ausreicht, um T1 und T2 voll durchzuschalten. Man erreicht dadurch wieder einen sehr scharf abgegrenzten kleinen Stromflusswinkel.
Der positive Spitzenwert kann dann auf über 150 V ansteigen. D1 hält diese Spannung vom Source des T1 fern.
Diese Schaltung ist vorzugsweise für höhere Betriebsspannungen geeignet. Das liegt zum einen daran, dass der Strom außer durch T1 durch einen Widerstand und einen P-Kanal-MOSFET fließen muss, was keine hohen Ströme zulässt und zum anderen daran, dass man bei niedrigen Betriebsspannungen möglicherweise keine genügend hohe Spannung zur optimalen Ansteuerung von T2 erhält.

Ein Nachteil der bisher beschriebenen Sinusoszillatoren ist, dass sie nur stabil arbeiten, wenn der Schwingkreis relativ wenig gedämpft ist. Dazu kommt der relativ kleine Stromflusswinkel, der keine große Energiezufuhr zulässt. Man kann solchen Oszillatoren also nicht sehr viel Energie entziehen, was die Anwendungen bei hohen Leistungen einschränkt.
Um Sinusoszillatoren mit hoher Leistungen zu realisieren, benötigt man einen möglichst großen Stromflusswinkel. Ideal dafür geeignet ist der sog. Royer-Oszillator, der dem Schwingkreis permanent Energie zuführt, sofern diese auch entnommen wird. Genau genommen ist die Bezeichnung "Royer-Oszillator" falsch, da die von Royer beschriebene Schaltung nur ein einfacher Gegentakt-Rechteckgenerator war. Der üblicherweise als Royer-Oszillator bezeichnete Sinusoszillator wurde, soweit das heute noch nachvollziehbar ist, erstmalig von P. J. Baxandall beschrieben.

Weite Verbreitung hat dieser Oszillatortyp bei Invertern für CCFL-Röhren gefunden. Er ist traditionell mit 2 bipolaren Transistoren aufgebaut und liefert meistens nur kleinere Leistungen bis 20 W. Neuerdings werden solche Oszillatoren auch mit MOSFETs aufgebaut. Der Vorteil ist, dass man auf die Rückkopplungswicklung vollständig verzichten und problemlos höhere Frequenzen bei höheren Leistungen erzielen kann. Folgende Schaltung ist bereits seit Längerem im Internet im Umlauf:

Royer-Oszillator mit MOSFETs
Zur Erklärung der Funktionsweise sollte man sich zunächst die Drossel Dr durch eine Konstantstromquelle ersetzt denken. Die Spannung am noch nicht schwingenden Schwingkreis steigt dann an, was auch zum Anstieg der Gatespannungen der MOSFETs führt. Die Gates werden über die Widerstände R1 und R2 geladen, die von einer 12-V-Hilfsspannungsversorgung gespeist werden. Die Gatespannungen steigen, bis die Drainströme die Drainspannungen soweit sinken lassen, das die Gatespannungen durch die Dioden D1 und D2 am weiteren Anstieg gehindert werden. Es stellt sich ein Gleichgewichtszustand ein, in dem die MOSFETs als analoge Verstärker arbeiten. Da jeder MOSFET eine Spannungsverstärkung >1 hat und dabei das Signal in der Phase um 180° dreht ergibt sich insgesamt ein schwingfähiges System. Da sich der Gleichgewichtszustand bei Gatespannungen deutlich unter 12 V einstellt, fließt ein Strom über die Widerstände R1 und R2. Da dieser Strom über die Dioden D1 und D2 fließen muss sind diese in der Anschwingphase beide leitend und verbinden damit signaltechnisch jeweils das Gate eines MOSFETs mit dem Drain des anderen MOSFETs. Ist die Schwingung erstmal in Gang gekommen, geht die Schaltung sehr schnell vom Klein- in den Großsignalbetrieb über. Sobald die Drainspannung die 12-V-Hilfsspannung überschreitet, sperrt die jeweilige Diode und trennt das Gate vom Drain. Das ist wichtig, weil die Gatespannung ca. 20 V nicht übersteigen darf. Die Drainspannung steigt auf min. die 3-fache Versorgungsspannung des Oszillators und kann damit in den meisten Fällen oberhalb der 20-V-Grenze liegen.
Beim Nulldurchgang der Schwingkreisspannung stellt sich kurzzeitig der Zustand ein, der auch in der Anschwingphase herrscht und bei dem beide MOSFETs mehr oder weniger leitend sind. Im Gegensatz zur Anschwingphase ist im stationären Schwingungsfall aber die gesammte Energie des Schwingkreises in der Schwingkreisspule gespeichert, sodass dieser undefinierte „Schaltzustand“ der MOSFETs nach kürzester Zeit wieder beendet wird. Die MOSFETs schalten umso sauberer, je schneller der Nulldurchgang im kritischen Bereich von +/- 10V durchlaufen wird. Deswegen arbeitet die Schaltung umso effektiver, je höher die Betriebsspannung ist.
Die Drossel Dr ersetzt die Konstantstromquelle. Ihre Induktivität ist i.d.R. Deutlich größer als die der Schwingkreisspule, sodass der Versorgungsstrom tatsächlich nur mit einem geringen Wechselanteil überlagert ist. Idealerweise speist man den Drosselstrom in der Mittelanzapfung der Schwingkreisspule ein. Dort ist die AC-Amplitude am geringsten und die Frequenz doppelt so hoch wie am Spulenende, sodass die Drosselspule kleinstmöglich gewählt werden kann. Genauso ist es aber auch möglich, den Strom an einem oder mit zwei Drosseln an beiden Spulenenden einzuspeisen. Die Drossel(n) müssen dann aber stärker dimensioniert werden.
Die Schaltverluste der MOSFETs sind vergleichsweise gering, da der Drainstrom immer im Spannungsnulldurchgang ein- und ausgeschaltet wird. Der Royer-Oszillator zählt somit zur Gruppe der ZVS(Zero-Voltage-Switching)-Resonanzwandler. Fälschlicherweise wird diese Schaltung häufig nur als "ZVS" bezeichnet. Tatsächlich ist das aber nur eine von vielen Schaltungen bzw. Resonanzwandlern, die im ZVS-Modus arbeiten.
Die beschriebene Schaltung ist zwar schon ganz brauchbar, hat aber noch einige Nachteile: Ein wesentlicher Nachteil besteht im Anschwingverhalten. Damit der Oszillator zuverlässig anschwingen kann, muß eine ausreichende Mitkopplung gewährleistet sein. Dazu müssen die beiden Dioden leitend sein, also von einem ausreichend großen Strom durchflossen werden. Das ist aber nur dann der Fall, wenn die Betriebsspannung an den Widerständen um min. 1 Volt höher ist als die Drainspannung der MOSFETs. Ist der Oszillator noch nicht angeschwungen oder setzt die Schwingung durch kurzzeitige Überlastung aus, ist die Drainspannung der MOSFETs identisch mit der Betriebsspannung des Oszillators. Werden auch die Widerstände mit dieser Betriebsspannung versorgt, liegt an den Dioden keine Spannung an. Die Dioden sind dann hochohmig und es kann keine Mitkopplung stattfinden. Es fließt dabei ein sehr hoher Strom, der die Transistoren in kurzer Zeit zerstören kann oder zumindest die Versorgungsspannung bis auf wenige Volt kurzschließt.
Ein weiterer Nachteil ist die Stromzuführung für die Gatespannungen. Die Widerstände R1 und R2 müssen den Gatestrom liefern, um die MOSFETs möglichst schnell einzuschalten. Dazu sollten sie möglichst niederohmig sein. Andererseits liegt an einem der Widerstände immer die Hilfsspannung an, was zu einer erheblichen Verlustleitung führen kann. Man wird also immer einen Kompromiss zwischen Schaltgeschwindigkeit und Wirkungsgrad finden müssen. Weiterhin benötigt man eine Hilfsspannung von ca. 12 V die die nicht unerhebliche Verlustleistung in den Widerständen R1 und R2 aufbringen muss. Bei höheren Betriebsspannungen kann das ein wesentlicher Nachteil sein.
Um diesen Nachteil zu beseitigen habe ich folgende Schaltung entwickelt, die mit einer leistungslosen Hilfsversorgung auskommt und trotzdem einen sehr hohen Gate-Ladestrom aufbringen kann. Diese Schaltung ist registriert und geschützt beim DPMA

MOSFET-Royer-Oszillator mit hocheffizienter Gateansteuerung
Der Trick der Schaltung besteht darin, dass die Dioden durch N-Kanal-MOSFETs ersetzt wurden, die mit einer festen Gatespannung von z.B. 18 V versorgt werden. Bei Drainspannungen unter ca. 12 V sind diese Steuer-MOSFETs bidirektional leitend und verbinden die Gates von T1 und T2 mit dem Drain des jeweils anderen MOSFETs. Im Nulldurchgang der Schwingkreisspannung können die Gates von T1 und T2 nun niederohmig und dementsprechend schnell umgeladen werden. Sobald die Drainspannung von T1 oder T2 jedoch auf über ca. 15 V steigt, beginnen die Steuer-MOSFETs zu sperren und trennen die Gates vom Lastkreis. Da die Gateladung von T1 und T2 nun vollständig dem Lastkreis entnommen wird, ist keine zusätzliche Hilfsleistung mehr erforderlich. Lediglich die Gatespannung von T3 und T4 muss leistungslos zur Verfügung gestellt werden, was sich aber mit Widerstand und Zenerdiode leicht realisieren lässt. Da T3 und T4 nur den Gatestrom von T1 und T2 liefern müssen, können sie wesentlich kleiner ausfallen als diese und müssen i.d.R. Auch nicht gekühlt werden. Sie müssen allerdings die gleiche maximale Drain-Source-Spannung vertragen wie diese. Eine Besonderheit dieser Schaltung, die es zu beachten gilt ist, dass Die Gatespannung von T3 und T4 nicht später angelegt werden darf als die Betriebsspannung. Da die Gatespannung über R1 und C1 etwas verzögert wird, könnte die Inbetriebnahme der Schaltung, wie sie oben abgebildet ist, bereits Probleme bereiten. Steigt die Gatespannung von T3 und T4 zu langsam an, während die Betriebsspannung bereits anliegt, bekommen T1 und T2 bereits eine Gatespannung, bevor T3 und T4 richtig durchschalten um eine ausreichende Mitkopplung zu ermöglichen. T1 und T2 schalten dann voll durch, ohne dass eine Schwingung einsetzen kann. Folge ist ein Kurzschluss der Betriebsspannung. Idealerweise legt man die Gatespannung von T3 und T4 fest an und schaltet dann die Betriebsspannung bei Bedarf ein. Soll die Leistung des Oszillators geregelt werden, kann man einfach einen Buck-Konverter vorschalten. Die Drossel Dr kann dabei die Funktion der Speicherdrossel mit übernehmen. Prinzipiell ist es sogar möglich, dass der Regler mit einer anderen Frequenz arbeitet, wie der Oszillator. Um gegenseitige Rückwirkungen zu vermeiden, sollte die Drossel dann aber eine ausreichend hohe Induktivität haben.

Natürlich wäre es wünschenswert, die hocheffiziente Gateansteuerung auch ohne den beschriebenen Nachteil einsetzen zu können, ebenso wie die Erzielung noch höherer Leistungen durch Verwendung von IGBTs. Dazu habe ich die Schaltung folgendermaßen weiterentwickelt, Diese Schaltung ist ebenfalls registriert und geschützt beim DPMA

Royer-Oszillator mit IGBTs für Leistungen im kW-Bereich
Durch die Verwendung von IGBTs statt MOSFETs ändert sich an der Schaltung prinzipiell nichts. IGBTs wird man i.d.R. Dann einsetzen, wenn der Oszillator direkt mit Netzspannung betrieben wird. Die C-E-Spitzenspannung der IGBTs beträgt das Pi-fache der Betriebsspannung, was bei Betrieb an Netzspannung von 230 V ~ eine Spitzenspannung von ca. 1022 V bedeutet. Da gängige Standard-IGBTs für Uce bis zu 1200 V zu haben sind, sind sie ideal für die Anwendung in netzbetriebenen Royer-Oszillatoren. Bei MOSFETs sieht die Auswahl in diesem Spannungsbereich deutlich schlechter aus, insbesondere bei höheren Leistungen. Bei Betrieb an Netzspannung ist natürlich auch eine höhere Funktionssicherheit erforderlich, insbesondere im Anschwingverhalten. Um bei nicht schwingendem Oszillator ein volles Durchschalten beider IGBTs zu verhindern, wird zunächst eine AC-Kopplung (C3 und C4) eingefügt. Dadurch wird bei noch nicht eingesetztem Schwingbetrieb die Betriebsspannung sicher von den Gates getrennt. C5 und C6 teilen die Kollektorspannung nochmal auf unter 600 volt herunter, sodass für die Steuer-MOSFETs handelsübliche 600-V-Typen zum Einsatz kommen können. D1 und D2 stellen sicher, dass die Gatespannung von T1 und T2 soweit sinkt, dass diese sperren können.Wegen der AC-Kopplung müssen die IGBTs während der Anschwingphase mit einer definierten Gate-Vorspannung versehen werden. Während der Anschwingphase sind T3 und T4 niederohmig, sodass die Spannungsteiler R2/R4 bzw. R3/R5 die Hilfsspannung von 18V auf eine Gatevorspannung von ca. 7,4 V herunterteilen. Die Gatevorspannung wird so gewählt, dass der IGBT verstärkende Eigenschaften hat und der Oszillator zuverlässig anschwingt. Ggf. muss die Vorspannung bei Verwendung andere IGBT-Typen angepasst werden.
Die Schaltung schwingt übrigens schon bei geringen Betriebsspannungen so zuverlässig an, dass man den Oszillator problemlos an der ungesiebten Netzgleichspannung betreiben kann. Damit ist er gut geeignet für Anwendungen wie induktive Erwärmung, Lade-, Schweiss-, oder Lampeninverter.
Der Oszillator sollte keinesfalls ohne Schutzschaltung betrieben werden. Bei Netzüberspannung kann die 1200-V-Obergrenze der C-E-Spannung schnell überschritten werden. Da hierzu bereits 20% Überspannung ausreichen, ist eine genaue Überwachung der Eingangs- oder C-E-Spannung erforderlich. Alternativ empfiehlt sich auch die Verwendung von 1500-V-IGBTs, die aber nicht mehr so marktüblich und vielfältig verfügbar sind.
Falls der Oszillator, warum auch immer, nicht so richtig in Gang kommt, kann eine Überstromüberwachung die Zerstörung der IGBTs verhindern. Die Schutzschaltung darf die IGBTs nicht einfach abschalten, ohne dass für eine „Entsorgung“ der in der Drossel gespeicherten Energie gesorgt wird. Andernfalls würde die Schutzschaltung bei der Auslösung die IGBTs zuverlässig zerstören. Alternativ kann auch ein vorgeschalteter Buck-Konverter die Leistung regeln und dabei die Schutzfunktion übernehmen.

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