Netzteile verursachen hoch- und niederfrequente Störungen, die mit geeigneten Filterschaltungen beseitigt werden müssen. Hochfrequente Störungen lassen sich gut mit passiven LC-Filtern beseitigen, während man für niederfrequente Entstörung aktive Leistungselektronik benötigt.

12.1 Passive Entstörfilter
Insbesondere getaktete Netzteile verursachen hochfrequente Störungen, die leicht über die Netzzuleitungen in das Versorgungsnetz verschleppt werden, wo sie sich über große Entfernungen verteilen können. Natürlich dürfen solche hochfrequenten Störungen das Netzteil nicht verlassen. Direkte Störabstrahlungen verhindert ein geschlossenes Metallgehäuse. Das alleine reicht allerdings noch nicht aus. Durch die gepulste Stromaufnahme der Schaltstufe, die zum Teil vom Siebelko aufgefangen wird, wird dem niederfrequenten Betriebsstrom ein hochfrequenter Störstrom überlagert. Diesen Störstrom kann man mit einem LC-Tiefpass herausfiltern. Der Störstrom fließt zwischen N- und L-Leiter der Netzspannung. In Bild 12.1 ist ein solches universelles Entstörfilter zu sehen, wie man es so oder in ähnlicher z.T. vereinfachter Form in fast allen netzbetriebenen Geräten findet, die potentielle Störquellen darstellen.

Bild 12.1 Standard Entstörfilter für Netzbetriebene Geräte mit ca. 1 kW Leistung

Der LC-Tiefpass wird vom sogenannten X-Kondensator C 1 und der Drossel Dr 2 gebildet. Für den Störstrom liegen die beiden Spulen von Dr 2 in Serie und bilden, da sie auf einem gemeinsamen Kern gewickelt sind, eine Gesamtinduktivität von 400 µH. Häufig findet man in Filterschaltungen statt der Doppeldrossel eine oder zwei Einzeldrosseln, die leichter zu beschaffen und billiger sind. Eine Einzeldrossel hat den Nachteil, dass der Filter asymmetrisch wird und symmetrische Störspannungen u.U. asymmetrisch nach außen gelangen können. Bei zwei Einzeldrosseln ist die Symmetrie zwar gegeben, es wird aber insgesamt mehr Kupferdraht benötigt, was bei kompakten Filtern nachteilig ist. Da der Laststrom den Kern von Dr 2 magnetisiert, kann man hier kein hochpermeables Material ohne Luftspalt verwenden, um eine große Induktivität zu erreichen. Üblicherweise verwendet man niedrigpermeable Pulverringkerne. Die Grenzfrequenz, die etwa der Resonanzfrequenz von C 1 und Dr 2 (400µH) entspricht, sollte deutlich unterhalb der verwendeten Schaltfrequenz liegen. Dr 1 ist eine stromkompensierte Drossel, deren Spulen so geschaltet sind, dass der Laststrom entgegengesetzte, sich aufhebende Magnetfelder erzeugt. Für den Laststrom hat Dr 1 deshalb zumindest theoretisch keine Induktivität. Praktisch bleibt noch ein Rest Streuinduktivität übrig, die in der Größenordnung von etwa 1/100 der Hauptinduktivität einer Spule liegt (je nach Bauform). Die für die Berechnung der Grenzfrequenz relevante Induktivität erhöht sich daher geringfügig von 400 µH auf ca. 450 µH.
Neben den symmetrischen Störspannungen, die dem Laststrom überlagert sind, gibt es noch asymmetrische Störungen, die im Gleichtakt sowohl auf L- als auch auf dem N-Leiter liegen. Für solche Spannungen hat die stromkompensierte Drossel Dr 1 ihre volle Induktivität von 5 mH. Die hohe Induktivität von Dr 1 stellt für asymmetrische Störspannungen eine unüberwindbare Barriere dar. Dr 1 ist nicht durch zwei Einzeldrosseln ersetzbar. Um die hohe Induktivität zu erreichen, werden die Spulen voneinander isoliert auf einen hochpermeablen Ferritkern ohne Luftspalt gewickelt. Damit der Kern nicht durch den Laststrom in die Sättigung gerät, fließt er gegenläufig durch die beiden Spulen. Damit bleibt die hohe Induktivität von Dr 1 zumindest für die asymmetrischen Störspannungen erhalten.
Die sogenannten Y-Kondensatoren C 2 und C 3 liegen zwischen Gehäuse und den Leitern L und N. Asymmetrische hochfrequente Störspannungen werden so direkt gegen das Gehäuse kurzgeschlossen. Mit 22 nF ist bereits die obere Grenze erreicht, die diese Kondensatoren haben dürfen. Gängige Werte liegen bei 2,2 bis 4,7 nF. Da im Normalbetrieb einer der Leiter, im ungünstigsten Fall sogar beide Leiter, auf 230 Volt Netzspannung liegen, fließt über die Y-Kondensatoren ein Fehlerstrom bis über 3 mA. Wesentlich größere Y-Kondensatoren würden schon gefährlich hohe Fehlerströme verursachen, ganz davon abgesehen, dass sich bei mehreren angeschlossenen Geräten die Fehlerströme addieren und den FI-Schutzschalter auslösen würde. Bei Geräten mit der Schutzart Schutzisolierung werden die Y-Kondensatoren, wenn überhaupt vorhanden, nur mit der Gerätemasse verbunden. Da die Y-Kondensatoren die Netzspannung vom Niederspannungsbereich trennen, müssen sie besonders hohen Sicherheitsanforderungen genügen. Geeignete Kondensatoren sind mit entsprechenden Sicherheitssymbolen (VDE) gekennzeichnet.
Der Kondensator C 4 ist optional und meistens nicht zusätzlich nötig, da sich im Netzteil selbst ja ohnehin ein Kondensator oder Elko parallel zur Netzspannung befindet und schon das Gröbste abfängt.
Sekundärseitig reicht es meistens, wenn die Betriebsspannungsmasse mit der Abschirmung, bzw. dem Metallgehäuse des Netzteiles verbunden wird.
Die Feinsicherung zum Absichern des Gerätes setzt man sinnvollerweise netzseitig direkt vor das Filter. Damit ist gewährleistet, dass auch der X-Kondensator im Fehlerfall abgesichert ist. Weiterhin kann man auf der Lastseite noch einen ZnO-Varistor (Überspannungsableiter) parallel zu N- und L-Leiter schalten. Dieser kann zumindest kurze Überspannungsspitzen absorbieren.
Die in Bild 12.1 angegebenen Werte beziehen sich auf ein Gerät mit ca. 1 kW Leistung. Im Einzelfall hängt die Dimensionierung nicht nur von der Leistung, sondern auch von der Art der Störquelle ab. Normalerweise wird man zunächst auf Standard-Entstörbauteile zurückgreifen, die es für Netzspannung, nach Strom gestaffelt, als Einzelbauteile oder gleich als komplette gekapselte Filtermodule zu kaufen gibt. Bei diskret aufgebauten Filtern müssen die geeigneten Werte dann ggf. empirisch ermittelt werden.
Sollen neben den hochfrequenten Störanteilen auch niederfrequente Oberwellen, die vorwiegend durch Gleichrichterschaltungen entstehen, passiv ausgefiltert werden, benötigt man sehr große Siebdrosseln. Nachteilig ist dabei auch, dass die Ausgangsgleichspannung stark lastabhängig wird. Meistens begnügt man sich mit relativ kleinen Drosseln, die die Stromspitze im Scheitelpunkt etwas ausbügeln.

12.2 Aktive Netzfilter/Leistungsfaktorkorrektur
Wird einem Wechselspannungs-Versorgungsnetz Leistung entnommen, wird ein Teil als Wirk- und ein anderer Teil als Blindleistung entnommen. Die Blindleistung wird zwar dem Netz zurückgeführt und vom Stromzähler ignoriert, verursacht aber zusätzliche Leitungsverluste auf Kosten des Energieversorgers. Daher ist es oft zwingend vorgeschrieben, insbesondere bei hohen Leistungen, dass der Blindleistungsanteil minimal ist. Bei induktiven oder kapazitiven Lasten bewirkt der Blindleistungsanteil nur eine Phasenverschiebung zwischen Spannung und Strom. Bei Lasten mit induktivem Blindleistungsanteil, was am häufigsten vorkommt, kann die Blindleistung durch einen Kompensationskondensator eliminiert werden. Umgekehrt können kapazitive Lasten durch eine parallel geschaltete Spule blindleistungsfrei gemacht werden. Ziel ist es immer, dass Spannung und Strom in Phase sind, sich ein Verbraucher also wie ein ohmscher Widerstand verhält.
In Netzteilen tritt nun der Fall auf, dass vor einem Brückengleichrichter mit nachgeschaltetem Siebelko der Strom stark verzerrt wird, d.h. er ist nicht mehr sinusförmig (siehe Bild 2.2). In diesem Fall lässt sich die Blindleistung nicht einfach mit einem Kondensator oder einer Spule kompensieren. Ein passives LC-Filter, dass die Grundwelle sauber ausfiltert, wäre sicher wesentlich größer, schwerer und teurer als das eigentliche Netzteil. In neueren und vor allem größeren Netzteilen (> 100 Watt) findet man deshalb ein sogenanntes aktives Netzfilter zur Leistungsfaktorkorrektur (engl. PFC Power Factor Correction). Im Prinzip handelt es sich dabei um einfache Aufwärtswandler, wie ich sie bereits in Kapitel 6.2 beschrieben habe. Die Wandler werden mit der gleichgerichteten, aber ungesiebten Netzspannung versorgt und konvertieren diese auf ca. 400 Volt ( bei 230 Volt Wechselspannung ). Die Regelung des Wandlers sorgt nun erstens dafür, dass der dem Netz entnommene Momentanstrom proportional zur Momentanspannung ist und zweitens regelt sie den Effektivwert des Stromes so hoch, dass dem Netz genau die benötigte Leistung entnommen wird, um eine mittlere Ausgangsspannung von ca. 400 Volt zu erhalten. Der Aufwärtswandler arbeitet mit einer Schaltfrequenz weit oberhalb der Netzfrequenz. Deshalb lässt sich die Schaltfrequenz relativ leicht mit einem passiven LC-Filter (siehe Bild 12.1) vom Netz fernhalten. In Bild 12.2 A ist das Blockschaltbild einer konventionellen Leistungsfaktorkorrektur zu sehen. Wie man bereits auf den ersten Blick sieht, ist die gar nicht so einfach aufgebaut, obwohl nur die wichtigsten Funktionen eingezeichnet sind. Zunächst gelangt die Netzspannung auf einen Brückengleichrichter und von dort auf den Kondensator C 1, der im Prinzip den Kondensator C 4 im Netzfilter aus Bild 12.1 ersetzt. Dann folgt ein normaler Aufwärtswandler, bestehend aus der Speicherdrossel Dr, dem Schalter T, der Diode D und dem Ausgangssiebelko C 2. Damit der Wandler sauber arbeiten kann, muss die Ausgangsspannung deutlich höher sein als der Spitzenwert der Netzspannung. Sehr beliebt sind Ausgangsspannungen um die 400 Volt, für die man dann Siebelkos mit min. 450 Volt braucht. Da es manchmal schwierig ist, große Elkos mit über 400 Volt Spannungsfestigkeit zu bekommen, versucht man gelegentlich auch die Ausgangsspannung auf etwa 380 Volt zu legen. Bei einem Effektivwert der Netzspannung von 230 Volt kommt man auf einen Spitzenwert von etwa 325 Volt. Das ist zwar sehr knapp, z.B. bei erhöhter Netzspannung, aber gerade noch vertretbar, zumal bei einem Anstieg der Spitzenspannung über den Sollwert der Ausgangsspannung nur die Filterfunktion mehr oder weniger aussetzt. Die eigentliche Funktion des Gesamtgerätes wird dadurch nicht beeinträchtigt. Kritisch ist bei dieser Schaltung der Einschaltmoment. Da beim Aufwärtswandler die Ausgangsspannung nicht niedriger sein kann als die Eingangsspannung, wird der zunächst ungeladene Elko C 2 über Dr und D beim Einschalten mit einem hohen Ladestrom geladen. Genau wie bei konventionellen Netzgleichrichtern muss deshalb auch eine Einschaltstrombegrenzung vorgesehen werden. Außerdem ist darauf zu achten, dass der Wandler nicht startet, solange der Drosselkern noch durch den Einschaltstrom gesättigt ist. Häufig wird die Drossel und die Diode D durch eine zusätzliche Leistungsdiode von C 1 nach C 2 überbrückt. Um den Wandler zu starten, wird ein Startimpuls benötigt. Den kann man z.B. mit einem Watchdog-Timer erzeugen, der hier nicht eingezeichnet ist. Wenn der Wandler einige Zeit aussetzt, wird das R-S-Flipflop gesetzt und T durchgeschaltet. An Dr liegt dann der Momentanwert der Netzspannung an. Der Drosselstrom fließt auch durch R 3 und verursacht dort eine linear ansteigende Spannung. Sobald die Spannung an R 3 die Ausgangsspannung des Multiplizierers überschreitet, setzt der Komparator Comp 2 das Flipflop zurück und T sperrt wieder. Während T sperrt, fließt der Strom durch Dr und D weiter und lädt C 2 auf. Wenn das Magnetfeld in Dr abgebaut ist, bricht auch die Spannung zusammen. Um diesen Zeitpunkt erkennen zu können befindet sich noch eine Hilfswicklung auf der Drossel. Nach dem Zusammenbruch der Induktionsspannung in Dr erkennt Comp 1 einen Nulldurchgang in der Hilfswicklung und setzt das Flipflop, sodass ein neuer Zyklus beginnen kann.

Bild 12.2 A Blockschaltbild einer konventionellen Leistungsfaktorkorrektur

Da der Drosselstrom aufgrund der Funktionsweise des Wandlers lückenlos dreieckförmig ist und immer wieder bei null beginnt, ist der an R 3 gemessene Spitzenstrom immer genau doppelt so groß wie der mittlere (bezogen auf die Schaltfrequenz) netzseitige Laststrom. Der vom Netz entnommene Strom ist also proportional zur Spannung am invertierenden Eingang von Comp 2, die von einem Multiplizierer kommt. An einem Eingang des Multiplizierers liegt die über den Spannungsteiler R1/R2 geteilte Netzspannung an. Damit ist gewährleistet, dass der dem Netz entnommene Strom proportional zur momentanen Netzspannung ist und sich die Schaltung wie ein ohmscher Widerstand verhält. Damit nur soviel Strom fließt wie benötigt wird, um die Ausgangsspannung aufrecht zu erhalten, ist noch ein Regler erforderlich. Der Regelverstärker Op 1 vergleicht die mit R4/R5 heruntergeteilte Ausgangsspannung mit einer Referenzspannung, z.B. 2,5 Volt. Der Verstärker ist integrierend, damit sich die Ausgangsspannung nur langsam ändert. Dies ist nötig, damit sich am Ausgang von Op 1 eine einigermaßen stabile Spannung einstellen kann, trotz der immer noch vorhandenen 100-Hz-Brummspannung an C 2. Die Höhe der Ausgangsspannung von Op 1 und damit auch der entnommene Netzstrom regelt sich so über die Höhe der Ausgangsspannung. Da die Regelung bei geringer Last leicht instabil werden kann und durch den Integrationskondensator C 3 recht träge ist, sollte noch ein Überspannungsschutz für die Ausgangsspannung eingebaut werden, der den Transistor bei Überspannung sofort abschaltet.
Wenn die Leistungsreserve des Wandlers genügend groß ist, kann er auch mit Netzspannungen ab ca. 100 Volt betrieben werden. Die Leistungsfaktorkorrektur wird daher auch gerne zur Spannungsanpassung von Weitbereichsnetzteilen (mit)benutzt. Insgesamt ist der Aufwand der Schaltung so hoch, dass es kaum noch Sinn macht, sie diskret aufzubauen. Schaltungen zur Leistungsfaktorkorrektur werden deshalb eigentlich immer mit speziellen PFC-Controller-ICs aufgebaut. Leider ist in diesem Bereich noch keine Standardisierung erkennbar. Viele große Hersteller haben solche Controller-ICs im Programm. Diese sind aber leider untereinander nicht kompatibel. Um sich über aktuelle Typen und Schaltbeispiele zu informieren empfehle ich deshalb die Internetseiten der großen Halbleiterhersteller.

Bild 12.2 B Blockschaltbild einer vereinfachten Leistungsfaktorkorrektur

Glücklicherweise lassen sich die PFC-Controller, die ja auch nicht immer ganz billig sind und den Netzteilhersteller u.U. von einzelnen Halbleiterherstellern abhängig machen, trickreich umgehen; es geht nämlich auch einfacher. Man kann den Schalttransistor einfach für eine konstante Zeit einschalten. Nach dem Zusammenbruch der Induktionsspannung in der Speicherdrossel sorgt der Nulldurchgangsdetektor Comp 1 für die Triggerung des Monoflops, das den Transistor für eine bestimmte Zeit einschaltet. Genau wie bei der zuvor beschriebenen „konventionellen“ Leistungsfaktorkorrektur ist auch in diesem Fall der Drosselstrom bei null beginnend lückenlos und dreieckförmig. Da die Einschaltdauer konstant ist, liegt die Netzspannung über eine konstante Zeit an der Speicherdrossel an. Die Anstiegsgeschwindigkeit des Drosselstromes ist aber proportional zur anliegenden Spannung. Bei konstanter Einschaltdauer bedeutet das, dass der Spitzenstrom und damit auch der dem Netz entnommene Strom proportional zum Momentanwert der Netzspannung ist. Eine Messung der Netzspannung und des Drosselstroms entfällt. In Bild 12.2 B ist zu sehen, wie sich die Schaltung dadurch erheblich vereinfacht hat.
Ein weiterer wesentlicher Vorteil der vereinfachten Leistungsfaktorkorrektur ist auch der Wegfall des Multiplizierers, was den Aufbau mit Standardbauteilen erheblich vereinfacht. Um den Eingangsstrom zu verstellen, muss nur die Einschaltdauer des Monoflops verändert werden, was mit einer Steuerspannung relativ einfach machbar ist. Der Regelverstärker, der identisch mit der letzten Version ist, vergleicht die Ist- mit der Sollspannung und regelt so über die Impulsbreite des Monoflops den Eingangsstrom und die Ausgangsspannung. Ein solcher Wandler lässt sich schon ganz gut mit Standardbauteilen aufbauen. Zunächst muss einer Leistungsfaktorkorrektur ein Entstörfilter und ein Gleichrichter vorgeschaltet werden. Da bei einem Aufwärtswandler die Ausgangsspannung nie kleiner werden kann als die Eingangsspannung, ergibt sich, wie auch bei normalen Gleichrichterschaltungen mit Siebelko, das Problem der Einschaltstrombegrenzung für die Aufladung des Ausgangselkos. Bei kleineren Netzteilen reicht dafür meistens ein NTC wie in Bild 12.2 C rechts zu sehen ist. Für größere Netzteile ist es sinnvoll, die etwas aufwendigere Schaltung links im Bild zu verwenden. Sie beinhaltet eine Ladestrombegrenzung für den Ausgangselko und eine Schutzschaltung. Um den Ausgangselko aufzuladen, muss der Strom zunächst vom Gleichrichter über R 12, T 6 und T 7 fließen. Zur Ansteuerung von T 6 und T 7 wird in C 2 eine Hilfsspannung erzeugt, die von ZD 1 auf 12 Volt stabilisiert wird. Die Hilfsspannung wird über die Widerstände R 1, R 2 und D 1 von der ungesiebten Netzgleichspannung versorgt. Damit die Lebenserwartung der Widerstände nicht zu sehr leidet, wurden R 1 und R 2 in Serie geschaltet. Würde man nur einen einzigen Widerstand nehmen, würde dort permanent die Netzgleichspannung anliegen, was bei normalen Widerständen häufig zum Ausfall führt.

Bild 12.2 C Gleichrichter für Leistungsfaktorkorrektur mit und ohne Schutzschaltung

Da nach dem Einschalten eine erhebliche Spannungsdifferenz an T 6 abfällt, wird die Thyristor-Nachbildung T4/T5 über R 9 gezündet und schließt die Gatespannung von T 7 kurz, so dass dieser gesperrt bleibt. Über R 6 liegt am Gate von T 6 die Hilfsspannung an. Der Drainstrom von T 6 verursacht einen Spannungsabfall an R 11, der das Sourcepotential von T 6 soweit anhebt, dass der Strom durch R 11 auf ca. 200 mA begrenzt wird. Die Verlustleistung in T 6 liegt dann deutlich unter 100 Watt und es besteht keine Gefahr der Überlastung während der Ladephase des Ausgangselkos. Sinkt die Spannung an T 6 unter etwa 30 Volt, reicht die Basisspannung an T 5 nicht mehr zum Durchschalten aus und die Thyristor-Nachbildung T4/T5 sperrt wieder. Damit kann sich auch das Gate von T 7 über R 4 auf 12 Volt aufladen, sodass T7 voll durchschaltet und damit R 11 kurzschließt. Danach liegt an T 6 die volle Gate-Source-Spannung von 12 Volt an und es findet keine Strombegrenzung mehr statt. Erst wenn der Strom über ca. 10 Ampere ansteigt, wird der Spannungsabfall an R 12 so hoch, dass T4/T5 zünden und T 7 wieder sperrt. Sobald der Ausgangselko mit dem Scheitelwert der Netzspannung aufgeladen wurde, ist der Strom durch R 20 und die Spannung an T 6 zu niedrig um T4/T5 zu zünden. Im Normalbetrieb bleiben deshalb T 6 und T 7 voll durchgeschaltet. Wenn sich der Ausgangselko aufgrund einer Überlastung oder eines primärseitigen Kurzschlusses nicht aufladen kann, bleibt auch die Spannung von T 6 so hoch, dass T4/T5 durchgeschaltet bleiben und nur der begrenzte Ladestrom von etwa 200 mA fließen kann. Bleibt dieser Zustand deutlich länger als eine Sekunde bestehen, kann sich C 3 über R 7 soweit aufladen, dass die andere Thyristor-Nachbildung T2/T3 zündet und die Gatespannung beider MOSFETs endgültig kurzschließt. Da T2/T3 einen geringen Haltestrom haben, reicht der Strom durch R 10 zum permanenten Durchschalten aus. Ein erneuter Start des Wandlers ist erst nach einer Unterbrechung der Netzspannung möglich. Die Diode D 2 begrenzt die Induktionsspannung, die bei der Stromunterbrechung in der Speicherdrossel der Leistungsfaktorkorrektur entsteht.
Ein weiterer Vorteil der Strombegrenzung ist, dass auch im Einschaltmoment nie wesentlich mehr Strom fließt als im Normalbetrieb. Die Schaltung lässt sich daher gut mit einer flinken Feinsicherung absichern, die auch nicht mehr überdimensioniert werden muss.
Die in Bild 12.2 C links gezeigte Schaltung ist mit den angegebenen Werten für Leistungen bis ca. 1 kW zu gebrauchen. Prinzipiell lassen sich damit aber auch wesentlich höhere Leistungen erzielen. Dazu müssen nur die Bauteile im Leistungskreis entsprechend verstärkt, C 1 vergrößert, R 11 und R 12 verkleinert werden. Zu beachten ist, dass diese elektronische Ladestrombegrenzung nicht unter Volllast funktioniert. Der Gleichstromverbraucher am Ausgangselko der Leistungsfaktorkorrektur darf erst die volle Leistung entnehmen, wenn der Elko in etwa die Sollspannung von in diesem Fall 380 Volt erreicht hat. Das lässt sich z.B. erreichen, indem man im eigentlichen Wandler eine zeitliche Einschaltverzögerung wie Softstart oder einen Unterspannungsdetektor einbaut, der den Wandler erst startet, wenn eine bestimmte Mindestspannung am Ausgangselko erreicht ist. Eine volllasttaugliche elektronische Ladestrombegrenzung ist zwar auch möglich, aber wesentlich aufwendiger.

Bild 12.2 D Vereinfachte Leistungsfaktorkorrektur mit Standardbauteilen

In Bild 12.2 D ist die Schaltung der eigentlichen Leistungsfaktorkorrektur zu sehen. Die Steuerschaltung sieht auf den ersten Blick recht aufwendig aus. Da es sich aber, von den wenigen Leistungsbauteilen abgesehen, nur um Kleinsignalelektronik handelt, lässt sich die Steuerelektronik sehr kompakt aufbauen. Zunächst muss die Schaltung mit einer Betriebsspannung von etwa 12 Volt versorgt werden. Da die Betriebsspannung im Normalbetrieb aus der Hilfswicklung der Speicherdrossel entnommen werden kann, wird eine Anlaufschaltung benötigt. Nachdem die Netzspannung anliegt, wird der Elko C 1 über den Anlaufwiderstand R 1 langsam aufgeladen. Da T 1 und T 2 zunächst sperren, wird C 1 nicht belastet und kann sich ungehindert aufladen. Über R 4 und R 5 fließt nur ein geringer Strom, sodass sich am Elko C 2 keine nennenswerte Spannung aufbaut. An der Basis von T 2 also etwa die halbe Ladespannung von C 1 an. Die Zenerdiode ZD 1 sorgt dafür, dass T 2 erst zu leiten beginnt, wenn an seiner Basis etwa 9 Volt anliegt. Das entspricht einer Ladespannung von etwa 18 Volt an C 1. Sobald ein genügend hoher Kollektorstrom in T 2 fließt, schaltet auch T 1 durch und lässt die Spannung an C 2 steigen. Das erhöht über die Mitkopplung (R 5) wiederum die Basisspannung von T 2. Auf diese Weise werden T 1 und T 2 bei Erreichen der minimalen Ladespannung von ca. 18 Volt an C 1 schlagartig durchgeschaltet und an C 2 liegt ebenfalls etwa 18 Volt an. Da jetzt sowohl R 4 als auch R 5 an der vollen Betriebsspannung liegen, kann T 2 und auch T 1 erst wieder sperren, wenn diese auf etwa 9 Volt gesunken ist. Bevor dies allerdings geschieht, läuft der Wandler an und versorgt den Elko C 1 über die Gleichrichterdiode D 1 mit ausreichend hoher Betriebsspannung. Damit die Steuerelektronik definierte Eigenschaften hat, wird die Spannung noch mit einem integrierten Längsregler auf 12 Volt stabilisiert.
Der Schalttransistor wird über drei Baugruppen gesteuert: Die beiden integrierten Komparatoren des LM 393 und das Monoflop T4/T5. Alle drei haben einen Open-Kollektor-Ausgang und sind so verschaltet, dass T 8 sperrt, sobald mindestens eine der drei Baugruppen eine logische null ausgibt. Nach dem Aufbau der Betriebsspannung geben alle drei eine logische Eins aus und T 8 schaltet voll durch. Der Nulldurchgangsdetektor (Pin 1-3) bekommt über die Hilfswicklung der Speicherdrossel zunächst keine Eingangsspannung an Pin 2. Der nicht invertierende Eingang (Pin 3) wird über R 7 und R 8 auf etwa 24 mV vorgespannt, was zu einer logischen Eins am Ausgang führt. Der zweite Komparator liegt mit seinem nicht invertierenden Eingang (Pin 5) am Ausgang des Regelverstärkers, der aus einem TL 431 besteht und, da die Sollspannung am Ausgang noch nicht erreicht ist, seine maximale Ausgangsspannung von ca. 10 Volt abgibt. Am invertierenden Eingang (Pin 6) liegt das RC-Zeitglied R16/C5. C 5 lädt sich über R16 auf und irgendwann übersteigt die Spannung an Pin 6 die Spannung an Pin 5 und der Komparatorausgang (Pin 7) wechselt auf logisch null. Bevor der Ausgang jedoch tatsächlich auf null wechseln kann, wird C 5 über ZD 4 und D 4 sofort wieder ein bisschen entladen, sodass die Ausgangsspannung nicht wesentlich unter 7 Volt sinken kann. Auch die dritte Baugruppe, das Monoflop T4/T5, gibt im Normalfall eine logische Eins aus. Allerdings wird es beim Absinken der Ausgangsspannung der Komparatoren getriggert und geht für mindestens 1µs auf logisch null und sperrt so T 8. Ist T 8 erst einmal gesperrt, wird in der Speicherdrossel, also auch in der Hilfswicklung, eine Spannung induziert, sofern vorher ein Strom geflossen ist. Die Induktionsspannung gelangt über R 6 an den invertierenden Eingang des Nulldurchgangsdetektors und hat positives Vorzeichen, wenn T 8 sperrt. Die Dioden D 2 und D 3 am Eingang des Komparators begrenzen die Spannung auf ungefährliche Werte. Für D 2 muss eine Schottky-Diode verwendet werden, damit die Eingangsspannung nicht zu negativ wird. Andernfalls ist eine einwandfreie Funktion des Komparators nicht mehr gewährleistet. Die Induktionsspannung legt den Ausgang des Komparators auf logisch null. In dieser Zeit kann sich dann C5 auf ca. 4 Volt entladen. Genau wie beim selbstschwingenden Sperrwandler wird auch bei der Leistungsfaktorkorrektur der nächste Einschaltimpuls durch den Nulldurchgang an der Hilfswicklung auf der Speicherdrossel initiiert. Wenn der Drosselstrom abgeklungen ist, bricht die Induktionsspannung zusammen, und die Spannung an Pin 2 unterschreitet die Spannung an Pin 3 des Komparators. Damit geht der Komparatorausgang auf logisch Eins und schaltet T 8 wieder durch. Jetzt kann sich C 5 ungehindert aufladen, bis seine Spannung die Ausgangsspannung des Regelverstärkers überschreitet und die nächste Sperrphase von T 8 einleitet. Das Monoflop T4/T5 sorgt dafür, dass eine Sperrphase mindestens 1 µs andauert und stellt so sicher, dass C 5 auf seinen Startwert entladen wird, um eine saubere Sperrphase zu generieren. Da die Ladekurve von C 5 nur durch die Bauteile bestimmt wird, ist die Einschaltdauer von T 8 nur noch von der Ausgangsspannung des Regelverstärkers abhängig. Wenn die Regelung noch nicht eingesetzt hat, ist die Ausgangsspannung des Regelverstärkers und die Einschaltdauer maximal. Die Speicherdrossel muss so dimensioniert sein, dass sie bei maximaler Eingangsspannung (ca. 350 Volt) und Einschaltdauer (ca. 10 µs) nicht in die Sättigung geraten kann. Da es u.U. schwierig ist, dies zu gewährleisten, wurde noch eine Strombegrenzung eingefügt, die auf den maximalen Drosselstrom anspricht. R 22 ist so dimensioniert, dass dort beim maximalen Drosselstrom (hier ca. 12 Ampere) etwa 0,6 Volt abfallen. Diese Spannung gelangt über das RC-Glied R21/C9 auf den Emitter von T 4. Bei einer Emitterspannung von T 4 ab ca. 0,6 Volt kann T 5 nicht mehr gesperrt werden, sodass dieser die Gatespannung von T 8 abschaltet.
Der Regelverstärker besteht aus einem TL 431 und wirkt durch die Gegenkopplung mit C 4 integrierend. Dadurch wird die Regelung so träge, dass sie die Restbrummspannung auf dem Ausgangselko weitgehend ausmittelt. Der Spannungsteiler R 11, R 12 und R 13 ist so dimensioniert, dass die Ausgangsspannung von ca. 380 Volt auf 2,5 Volt heruntergeteilt wird. Für R11, R 12 und R 13 sollten auf jeden Fall Metallfilmwiderstände mit 1 % Toleranz verwendet werden. Da die Regelung recht träge ist, wurde noch ein Überspannnungsschutz eingebaut. Wenn die Ausgangsspannung über 400 Volt ansteigt, werden die Hochvolt-Zenerdioden ZD 2 und ZD 3 leitend und schalten T 3 durch. Dieser schließt die Ausgangsspannung des Regelverstärkers sofort kurz, was zu einer Abschaltung von T 8 führt. Diese Schnellabschaltung schützt vor allem den teuren Ausgangselko C 10 vor kurzen Spannungsspitzen, die wegen der sehr knappen Dimensionierung leicht zu dessen Zerstörung führen können. Um eine ausreichende Spannungsfestigkeit auch bei höheren Betriebstemperaturen zu gewährleisten, sollte C10 daher auch für 105°C ausgelegt sein. Bei Verwendung eines 450-Volt-Elkos für C 10 kann die Ausgangsspannung auf ca. 400 Volt erhöht werden. Dazu können R 11 und/oder R12 auf 820 kΩ erhöht werden und zu ZD2/ZD3 muss noch eine weitere Z-Diode mit etwa 30 Volt in Serie geschaltet werden.

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