13.3.2 Gepulste Hochspannungswandler
In manchen Anwendungen wird die Hochspannung nur kurzzeitig gebraucht, um z.B. eine elektrische Gasentladung oder eine Flamme zu zünden. In solchen Fällen lässt sich der Wandler meistens relativ einfach aufbauen. Die Ausgangsspannung muss nicht gleichgerichtet werden, eine Regelung ist unnötig und der Wirkungsgrad ist meistens auch belanglos. Am einfachsten lässt sich ein Hochspannungsimpuls aus der Netzspannung erzeugen. In Bild 13.3.2 A sind solche einfachen Hochspannungs-Impulsgeber zu sehen. Zunächst lädt sich der Kondensator C 1 über R 1 und die Primärspule auf ca. 300 Volt auf. Zur Erzeugung der Hochspannung dient ein Zündübertrager, der sehr einfach aufgebaut sein kann. Wenn der Thyristor gezündet wird, kann sich C 1 über den Thyristor und die Primärspule des Zündtrafos entladen. Um sicherzustellen, dass der Thyristors nach der Zündung wieder sperren kann, muss R 1 so groß sein, dass dessen Haltestrom nicht überschritten wird. Bei der Entladung kann für kurze Zeit im µs-Bereich ein sehr hoher Strom fließen und es können bis zu 300 Volt in der Primärspule induziert werden. Da die Primärspule nur wenige Windungen hat, können in der Sekundärspule bereits mit 500-1000 Windungen Spannungen von über 10 kV induziert werden. Solche Zündtrafos, z.B. für Blitzröhren, haben nur einen einfachen Ferrit-Stabkern, auf den die Primärspule mit ca 10 Windungen gewickelt ist. Über der Primärspule ist die Sekundärspule mit 500-1000 Windungen gewickelt. Die Entladung von C 1 über den Zündtrafo erzeugt in der Sekundärspule einen sehr kurzen Spannungsimpuls von 5-10 kV, der das Gas in der Röhre ionisiert, sodass diese zündet.

Bild 13.3.2 A Hochspannungs-Impulsgeber mit Fremdansteuerung oder Taktgenerator

Soll der Thyristor periodisch gezündet werden, kann ein einfacher Diac-Impulsgeber vorgeschaltet werden. Damit lässt sich z.B. die periodische Zündung einer Blitzröhre in einem Stroboskop realisieren. Die mit dieser Schaltung erzielbaren Impulsleistungen sind relativ klein. Damit lassen sich außer Blitzröhren auch Kaltkathoden-Schaltröhren zünden. Zum Zünden einer Flamme ist es schon sehr knapp bemessen. Natürlich kann man C 1 vergrößern, um eine höhere Impulsleistung zu erzielen. Der Trafo muss dann aber auch vergrößert werden. Eventuell muss auch die Induktivität der Primärspule deutlich vergrößert werden. Bei höheren Leistungen muss man darauf achten, dass die kritische Stromanstiegsgeschwindigkeit des Thyristors nicht überschritten wird. Dieser kann sonst zerstört werden. Für solche Zwecke gibt es allerdings auch spezielle F-Thyristoren, die eine besonders hohe Anstiegsgeschwindigkeit vertragen.
Prinzipiell kann die Sekundärspule auch aus einem sehr dicken Draht gewickelt werden und mit der Ausgangsspannung eines Schweißgerätes in Serie geschaltet werden. Mit dem Zündimpuls kann dann der Lichtbogen gezündet werden.
Wenn zum Betrieb des Hochspannungsgenerators nur kleine Spannungen zur Verfügung stehen, wird meistens eine andere Technik angewendet, die der klassischen Zündspulentechnik entspricht, die man aus der KFZ-Technik kennt. Die Zündspule ist nichts anderes als ein Transformator, dessen Übersetzungsverhältnis von der gewünschten Ausgangsspannung abhängt. Als Zündspulen noch mit mechanischen Unterbrecherkontakten betrieben wurden, wurde die Primärspule direkt mit der Betriebsspannung, z.B. 12 Volt, verbunden und nach einer gewissen Zeit wieder unterbrochen. Dabei entsteht bereits in der Primärspule eine erhebliche Induktionsspannung, die sich in der Sekundärspule entsprechend dem Übersetzungsverhältnis vervielfacht. Heutzutage schaltet man die Primärspule natürlich mit Transistoren ein und aus. Die dem Trafo zugeführte Energie wird über die Einschaltdauer des Transistors gesteuert. In Bild 13.3.2 B sind zwei einfache Impulsgeneratoren zu sehen, die sich mit einem 555-Timer sehr einfach aufbBildauen lassen. Der 555 kann entweder durch einen externen Triggerimpuls einen einzelnen Hochspannungsimpuls erzeugen (linkes Bild) oder er ist selbstschwingend und erzeugt periodisch Impulse mit einstellbarer Frequenz (rechtes Bild). Der verwendete MOSFET vom Typ IRF 640N kann Ströme über 10 Ampere schalten und eine Spannung von 200 Volt sperren. Die Potis zur Einstellung der Pulsbreite P, bzw. P 2 müssen zunächst am Anschlag stehen, sodass die Pulsbreite minimal ist. Nach dem Einschalten kann die Impulsbreite dann langsam erhöht werden, bis die Ausgangsspannung den gewünschten Wert erreicht. Anhaltspunkt für den Maximalwert ist der Drainspannungsimpuls des Schalttransistors, der unter 200 Volt liegen muss. Die im Trafo gespeicherte Energie wird nach dem Abschalten des Transistor, sofern der Ausgang nicht belastet wird, in den Kondensator C 3 übertragen. Dieser bestimmt dann die maximale Impulsenergie. Die maximale Spannung am Kondensator beträgt etwa 180 Volt. Das ergibt zusammen mit der 12-Volt-Betriebsspannung eine Drain-Source-Spannung von 192 Volt, was gerade noch akzeptabel ist. Die 12 Volt müssen dann aber relativ stabil sein. Mit dem angegebenen Wert für C 3 ergibt sich dann eine maximale Impulsenergie von

W = 1/2 * C * U² = 0,036 Joule.

Wenn der Ausgang belastet wird, kann diese Energie, auch wenn sie bereits im Kondensator gespeichert ist, wieder auf den Ausgang transformiert werden. Wird der Ausgang nicht belastet, geht die Energie aus C 3 zurück in den Trafo. Die Drainspannung wird dann negativ und ein Großteil der nicht verbrauchten Energie wandert über die Inversdiode des MOSFETs zurück in die Betriebsspannungsquelle.
Falls die Energie nicht ausreicht, gibt es mehrere Möglichkeiten, die maximale Impulsenergie zu erhöhen:

1. C 3 vergrößern, damit er bei der vorgegebenen Impulsspannung mehr Energie aufnehmen kann. Die Einschaltdauer von T 1 muss dann entsprechend verlängert werden.

2. Die Spannungsfestigkeit von T 1 und C 3 erhöhen. Die Einschaltdauer von T 1 muss dann ebenfalls erhöht werden. Zu beachten ist hier, dass auch die Induktionsspannung im Trafo steigen würde. Um Hochspannungsüberschläge im Trafo zu vermeiden sollte ggf. die Windungszahl der Primärspule erhöht werden. Dadurch verlängert sich die erforderliche Einschaltdauer nochmals, während sich der Drainstrom reduziert. Weiterhin reduziert sich die Steilheit des Hochspannungsimpulses und der Ausgangsstrom wird größer.

3. Falls der Trafo der begrenzende Faktor ist, muss er noch größer werden oder der Luftspalt muss vergrößert werden. Da der Trafo nur im Impulsbetrieb arbeitet, kann der Luftspalt und damit auch der Primärstrom deutlich größer werden als bei einem Trafo im Dauerbetrieb. Bei dem im Schaltbild beschriebenen Trafo mit dem angegebenen Luftspalt von 0,5 mm dürfte sich die Impulsenergie noch um den Faktor 10-20 erhöhen lassen. Da die maximale Energie (theoretisch) proportional zum Luftspaltvolumen ist, ist noch eine erhebliche Erhöhung der Impulsenergie durch Luftspaltverlängerung möglich.

Bild 13.3.2 B Hochspannungs-Impulsgeber für kleine Betriebsspannungen

Soll der Generator durch externe Impulse getriggert werden (linkes Bild), arbeitet der 555 als einfaches Monoflop, das über den Triggereingang Pin 2 getriggert wird. Der 555 triggert, sobald die Spannung an Pin 2 unter 1/3 Ue = 4 Volt sinkt. Über R 1 und R 2 wird an Pin 2 eine Vorspannung von 6 Volt angelegt. Mit C 1wird dann der Triggerimpuls der Vorspannung überlagert. So reicht ein TTL-Pegel zum Ansteuern des Impulsgenerators aus.
Soll der Generator periodisch triggern, muss der 555 etwas anders beschaltet werden. Über R2 wird C 1, dessen Spannung an beiden Triggereingängen des 555 anliegt, permanent entladen. Wenn die Spannung an C 1 1/3Ue unterschreitet, schaltet der Ausgang T 1 durch. Gleichzeitig wird C 1 über P 2 und die Diode schnell wieder aufgeladen. Sobald C 1 auf 2/3Ue aufgeladen ist, schaltet der Ausgang des 555 (Pin 3) wieder auf null zurück und C 1 kann sich wieder über R 2 langsam entladen. Die Entladezeit von C 1, die die Periodendauer der Impulsfrequenz bestimmt, lässt sich mit P 1 in weiten Grenzen einstellen. Eine Anwendung des periodisch getriggerten Hochspannungsgenerators wäre z.B. ein Weidezaungerät.
Bei der Sekundärspule ist darauf zu achten, dass in dieser Spannungen von 10-20 kV induziert werden können. Sie muss daher besonders sorgfältig gewickelt werden. Üblicherweise wickelt man so eine Spule lagenweise mit einer Isolationsfolie zwischen den Lagen. Die fertige Spule muss dann in Parafin oder Isolierlack vergossen werden. Um nur eine Seite der Spule gegen einen Überschlag sichern zu müssen, unterscheidet man zwischen „heißem“ und „kaltem“ Ende der Hochspannungsspule. Das kalte Ende wird meistens mit der Masse der Steuerelektronik verbunden, um zu verhindern, dass sich eine Hochspannung zwischen dem Niedervoltbereich und dem schlecht isolierten kalten Ende der Hochspannungsspule aufbauen kann. Dies könnte leicht zu einem Überschlag im Trafo und im ungünstigsten Fall zu dessen Zerstörung führen.
Eine weitere Technik, die besonders zur Erzeugung sehr hoher Spannungen geeignet ist, sind die gekoppelten Resonatoren. Der bekannteste und älteste Vertreter dieser Hochspannungsgeneratoren ist der Tesla-Trafo. Der Tesla-Trafo zeichnet sich weniger durch seinen praktischen Nutzen als durch die spektakuläre und beeindruckende Inbetriebnahme aus. Er wird deshalb praktisch ausschließlich zu Demonstrationszwecken eingesetzt. Das Interessante am Tesla-Trafo ist, dass er sehr einfach und ganz ohne Halbleiter aufgebaut werden kann. Herzstück des Tesla-Trafos ist die Tesla-Spule, die meistens einen Durchmesser von 5-10 cm hat. Sie besteht aus einem Kunststoffrohr, auf dem einige tausend Windungen Kupferlackdraht einlagig und sauber nebeneinander aufgewickelt sind. Das untere Ende der Spule ist geerdet und das obere z.B. mit einer großen metallischen Hohlkugel verbunden. Die Spule bildet mit der Kapazität der freistehenden Kugel einen Schwingkreis, dessen Resonanzfrequenz je nach Größe und Windungszahl meistens zwischen 100 und 500 kHz liegt,. Um das untere Ende der Spule herum befindet sich eine weitere kurze Spule mit großem Durchmesser und nur wenigen Windungen aus sehr dickem Draht. Diese kurze Spule bildet mit einem Kondensator einen weiteren Schwingkreis, der auf die gleiche Resonanzfrequenz wie die Tesla-Spule abgestimmt ist. Da sich die Tesla-Spule innerhalb der kurzen Spule befindet, gibt es eine lose Kopplung zwischen den beiden Schwingkreisen/Resonatoren. Gekoppelte Resonatoren mit gleicher Resonanzfrequenz haben die Eigenschaft, dass, wenn ein Resonator erregt wird, die Energie zwischen den Resonatoren hin und herpendelt. Wird also der Resonator mit der kurzen Spule mit einer bestimmten Energiemenge zum Schwingen angeregt, befindet sich im Idealfall irgendwann die gesamte Energie in der Tesla-Spule. Wie lange das dauert, hängt vom Kopplungsgrad ab. Ist die Dämpfung der Resonatoren groß und die Kopplung sehr lose, ist die Energie des Primärresonators längst aufgebraucht, bevor sie in den Sekundärresonator gewandert ist. Daher ist eine gute Kopplung und eine möglichst geringe Dämpfung wünschenswert. Das Übersetzungsverhältnis des Tesla-Trafos ist weniger vom Verhältnis der Windungszahlen als vom Verhältnis der Kapazitäten von Trafokopf C_k und dem primären Resonatorkondensator C abhängig. Im Idealfall wandert die gesamte Energie aus C nach C_k. Aus dem Energieerhaltungssatz ergibt sich dann W = 1/2 CU_e² = 1/2 C_kU_a² . Das maximal erzielbare Übersetzungsverhältnis ist dann U_a/U_e = √(C/C_k) . Realistische Werte für kleine Trafos (Tesla-Spule < 50 cm) wären z.b C = 10 nF und C_k = 10 pF, was einem maximalen Übersetzungsverhältnis von 31,6 entspricht. Bei einer Eingangsspannung von 5 kV ist dann mit bis zu 150 kV Ausgangsspannung zu rechnen. Wie man in Bild 13.3.2 C sehen kann, ist der Tesla-Trafo sehr einfach beschaltet. Dennoch ist er nicht ganz leicht aufzubauen, da es praktisch bei jedem der verwendeten Bauteile, bzw. Baugruppen etwas zu beachten gibt.

Bild 13.3.2 C Prinzipieller Aufbau eines Tesla-Trafos

Zur Versorgung von Tesla-Trafos eignen sich besonders gut Streufeldtrafos für Neon-Leuchtröhren, da sie eine kurzschlussfeste Hochspannung im Bereich von 4 - 8 kV bei Leistungen von 50 - 500 Watt liefern. Die Sekundärwicklung ist normalerweise symmetrisch aufgebaut und besteht aus zwei Spulen, die in der Mitte mit dem Kern und der Erde verbunden sind. Die beiden Spulen liefern dann zwei gegenphasige Spannungen, die erst zusammen die volle Ausgangsspannung liefern. Das hat den Vorteil, dass die Spulenenden nur für die halbe Ausgangsspannung gegen den Kern isoliert werden muss. Der Nachteil ist, dass die Primärseite der Tesla-Trafos komplett unter Hochspannung steht und entsprechend gut gegen Erde isoliert werden muss. Parallel zur Sekundärspule des Hochspannungstrafos liegt eine Funkenstrecke, die so justiert ist, dass es einen Überschlag bei ½ bis ¾ der maximalen Ausgangsspannung des Streutrafos eintritt. Deshalb kommt ein kurzschlussfester Streutrafo zum Einsatz. Ein normaler Trafo müsste mit einem Vorwiderstand oder einer Vorschaltdrossel kurzschlussfest gemacht werden. Bevor der Funke in der Funkenstrecke überschlägt, lädt sich der Resonanzkondensator C auf seine Maximalspannung auf. Sobald die Funkenstrecke überschlägt, wird die Sekundärspannung des Hochspannungstrafos kurzgeschlossen, was aber keine weitere Auswirkung auf den Tesla-Trafo hat. Gleichzeitig wird aber auch der geladene Resonanzkondensator über die Primärspule des Tesla-Trafos entladen. Durch den hohen Entladestrom des Kondensators, er kann bei größeren Tesla-Trafos im kA-Bereich liegen, wird die Funkenstrecke so niederohmig, dass der primäre Resonanzkreis mit der Startenergie des Kondensators über viele Perioden schwingen kann. Bei genügend guter Kopplung zur Tesla-Spule reicht diese Zeit aus um einen Großteil der Startenergie in die Tesla-Spule zu übertragen. Die in den Resonatoren umgesetzte Impulsleistung kann selbst bei kleinen Trafos schon an den Megawatt-Bereich heranreichen.
Bei der Funkenstrecke ist auf eine gute Kühlung zu achten. Hier ist es sinnvoll, massive Elektroden aus einem gut wärmeleitenden Material wie Kupfer oder Alu zu verwenden. Überhitzte Elektroden neigen zu einer erheblich niedrigeren Zündspannung oder sogar zu einer Dauerentladung. In beiden Fällen kann die Funkenstrecke ihre eigentliche Aufgabe nicht mehr erfüllen. Der Resonanzkondensator ist ebenfalls ein kritisches Bauteil. Normale Kondensatoren würden weitaus höhere Verluste produzieren als die Funkenstrecke und deshalb den Resonator so stark dämpfen, dass eine Energieübertragung auf die Tesla-Spule nicht mehr möglich ist. Es ist kaum möglich, geeignete Kondensatoren zu bezahlbaren Preisen zu bekommen. Es empfiehlt sich daher eine Kondensatorbatterie aus vielen handelsüblichen Polypropylenkondensatoren vom Typ MKP oder besser FKP aufzubauen. Diese sehr verlustarmen Impulskondensatoren gibt es zu moderaten Preisen für Spannungsfestigkeiten bis 2000 Volt und Kapazitäten bis 100 nF (MKP), bzw. 22 nF (FKP). Bei größeren Werten nimmt der relative Preis (Euro/Joule) wieder deutlich zu. Da die Kondensatoren sehr hoch belastet werden, sollte die Spannungsfestigkeit großzügig etwa um den Faktor zwei gegenüber der auftretenden Spitzenspannung überdimensioniert sein. Andernfalls könnte die Lebensdauer, insbesondere von MKP-Typen, deutlich nachlassen.
Die Primärspule des Tesla-Trafos besteht nur aus wenigen Windungen; meistens weniger als zehn. Um die Verluste gering zu halten, muss die Primärspule aus relativ dickem Draht bestehen. Bei kleinen Trafos reicht z.B. ein normales 75-Ohm-Koaxialkabel, bei dem das Abschirmgeflecht als Leiter dient. Bei größeren Trafos sind auch Kupferrohre oder Starkstromkabel mit großem Querschnitt verwendbar. Die Primärspule sollte mindestens den doppelten Durchmesser der Tesla-Spule haben, damit es im oberen Bereich der Primärspule, wo bereits erhebliche Spannungsdifferenzen zur Tesla-Spule auftreten, nicht zu unkontrollierten Überschlägen kommt. Die Länge der Primärspule sollte einerseits möglichst groß sein, um eine gute Kopplung zu erreichen, andererseits treten an der Tesla-Spule bereits im unteren Bereich derart hohe Spannungen auf, dass man den Durchmesser der Primärspule sehr groß machen müsste, damit es nicht zu Überschlägen kommt. Als Kompromiss wird man die Länge der Primärspule mit 10-20 % der Länge der Tesla-Spule ansetzen.
Die Herstellung der Tesla-Spule erfordert sehr viel Sorgfalt. Diese stellt man am besten zuerst her, da man hier noch relativ frei in der Wahl der Resonanzfrequenz ist. Der Primärresonator wird dann der Tesla-Spule angepasst. Damit sich die Dämpfung der Resonatoren in Grenzen hält, sollte man eine Resonanzfrequenz von ca. 500 kHz nicht überschreiten. Besser sind niedrige Resonanfrequenzen, die sich mit hohen Windungszahlen in der Tesla-Spule erreichen lassen, aber auch den Herstellungsaufwand erhöhen. Je nach Größe der Tesla-Spule liegen die Drahtstärken bei 0,1-0,3 mm Kupferlackdraht. Größere Spulen können auch mit isoliertem Schaltdraht gewickelt werden. Das verringert die Gefahr eines Überschlages zwischen benachbarten Windungen, zwischen denen bei größeren Spulen bereits Spannungen im kV-Bereich auftreten können. Wegen dieser hohen Induktionsspannung ist es notwendig, die Windungen einlagig und sauber nebeneinander anzuordnen. Die fertig gewickelte Spule sollte auf jeden Fall mit einem Isolierlack versiegelt werden. Insbesondere Spulen aus dünnem Draht sind sehr empfindlich gegen mechanische Einwirkungen und müssen mit einer dicken Schutzfolie gegen Beschädigungen geschützt werden. Besser ist ein äußeres Schutzrohr um die Tesla-Spule herum. Als Wickelkörper eignen sich handelsübliche PVC- oder PE-Rohre mit Durchmessern von 5-10 cm und Längen von 30-100 cm. Bei sehr großen Tesla-Trafos können die Abmessungen natürlich noch viel größer werden. Die Resonanzfrequenz der Tesla-Spule lässt sich in etwa vorherberechnen. Dazu berechnet man einfach die Resonanzfrequenz aus ihrer Eigeninduktivität und der Kapazität des Kopfes. Die Kapazität des Kopfes gegen Erde lässt sich mit einem guten Kapazitätsmessgerät leicht messen. Bei einem Kugelkopf mit dem Radius R lässt sie sich auch leicht berechnen zu C_k = 4πε₀ R mit ε₀ = 8,85 * 10^-12 AS/Vm. Eine freistehende Kugel mit 20 cm Durchmesser hat also gegenüber Erde eine Kapazität von etwa 11 pF. Die Induktivität der Spule lässt sich ebenfalls gut berechnen über die Formel L = μ₀N² A/l mit μ₀ = 4π*10^-7Vs/Am (μ₀ = magnetische Feldkonstante), L = Induktivität, N = Windungszahl, A = Querschnittsfläche und l = Länge der Tesla-Spule.

Obwohl die Primärspule viel kürzer ist, kommt diese Formel für eine lange Spule dort auch noch ganz gut hin. Die Resonanzfrequenz der fertigen Tesla-Spule mit Kopf lässt sich auch leicht messen. Dazu wird der Erdungsanschluss der Spule mit einem Sinusgenerator verbunden, dessen Masse geerdet ist und der Tastkopf eines Oszilloskopes in die Nähe der Spule gehalten. Bei der Resonanzfrequenz sieht man einen deutlichen Anstieg der Amplitude auf dem Oszilloskop. Durch den Kapazitäts- und Induktivitätsbelag der Tesla-Spule ergeben sich noch weitere Oberton-Resonanzen. Relevant ist aber nur die dominante Resonanz mit der niedrigsten Frequenz.
Dass der Betrieb eines Tesla-Trafos aufgrund der hohen Spannungen und der u.U. auch erheblichen Ströme lebensgefährlich ist und entsprechende Sicherheitsvorkehrungen erfordert, ist selbstverständlich und das brauche ich ja eigentlich nicht zu erwähnen. Von einem Tesla-Trafo gehen aber noch weitere Gefahren und Probleme aus: Die Koronaentladungen, die sich um den Spulenkopf herum bilden, produzieren erhebliche Mengen an hochgiftigen Stickoxyden und Ozon. Tesla-Trafos dürfen also in gut gelüfteten Räumen nur kurzzeitig oder im Freien betrieben werden. Weiterhin produzieren die Entladungen sehr starke Funkstörungen, sodass ein Tesla-Trafo außerhalb eines abgeschirmten Käfigs eigentlich gar nicht betrieben werden darf. Zumindest sollte man mit einem Netzfilter die Einkopplung von Störungen in das Versorgungsnetz verhindern.
Aus diesem Problem ergibt sich womöglich doch noch eine sinnvolle Anwendung des Tesla-Trafos zu Prüfzwecken. Elektronische Geräte, die in unmittelbarer Nähe eines in Betrieb befindlichen Tesla-Trafos noch einwandfrei funktionieren, kann man mit gutem Gewissen als sehr störunempfindlich bezeichnen.
Der Tesla-Trafo ist ein sehr beliebtes Spielzeug von Hochspannungs-Fetischisten auf der ganzen Welt, vor allem in den USA. Im Internet sind daher sehr viele Informationen zu diesem Thema zu finden.
Denkbar wäre auch die Anwendung des Tesla-Trafo-Prinzip auf kleinere Trafos mit kleineren Impulsleistungen. Das hätte den Vorteil, dass man die Funkenstrecke durch einen Thyristor, Triac oder Transistor ersetzen und kontrolliert zünden könnte. Bei direktem Betrieb an Netzspannung bietet sich natürlich die Verwendung eines Triacs an, wie in Bild 13.3.2 D zu sehen ist. Die Schaltung kann dann direkt an der Wechselspannung betrieben werden. Statt eines Streutrafos kann auch eine einfache Drossel vorgeschaltet werden. Hierzu eignen sich z.B. kleine 50-Hz-Vorschaltdrosseln für Leuchtstofflampen. Der Kondensator C 1 dient der Entstörung und Blindstromkompensation. Mit dem Poti P wird der Ladestrom für C 2 so eingestellt, dass der Diac einmal pro Halbwelle im Bereich des Scheitelpunktes den Triac zündet. Der Triac schließ dann den Resonanzkreis aus dem geladenen C 3 und der Primärspule des Trafos. Die Resonanzfrequenzen von Primär- und Sekundärspulen müssen, genau wie beim klassischen Tesla-Trafo, etwa übereinstimmen.

Bild 13.3.2 D Kleiner „elektronischer“ Tesla-Trafo

Wenn die Sekundärspule eine genügend niedrige Eigenresonanzfrequenz hat, kann C 4 entfallen. Das hängt auch von der gewünschten Ausgangsimpedanz ab.
Zu beachten ist, dass diese Betriebsart für den Triac eine hohe Belastung darstellt. Insbesondere die hohe Stromanstiegsgeschwindigkeit nach der Zündung macht den Triacs zu schaffen. Die Induktivität der Primärspule darf deshalb nicht zu klein werden. Andererseits darf auch die Resonanzfrequenz nicht zu klein werden, damit sich der Triac nicht beim nächsten Stromnulldurchgang im Resonanzkreis nach einer halben Periode wieder selbst löscht. Weiterhin ist darauf zu achten, dass die Resonanzfrequenz von Vorschaltdrossel und C 3 deutlich über 50 Hz liegt. Andernfalls könnte es zu unkontrollierten netzfrequenten Resonanzerscheinungen kommen.

Mit modernen Halbleitern wie IGBTs ist es auch möglich, elektronisch betriebene Tesla-Trafos (SSTCs) größerer Leistung aufzubauen. Dazu muß man nur den Prozess, der in einem klassischen Tesla-Trafo abläuft elektronisch nachbilden. Der direkte Weg bestünde darin, dass die Funkenstrecke durch einen Halbleiterschalter ersetzt wird. Um die enormen Impulsleistungen größerer Tesla-Trafos verarbeiten zu können, käme dazu fast nur noch ein Thyristor in Frage, der einen Strom > 10 kA schalten und eine Spannung > 5 kV sperren kann. Ebenfalls muß der Thyristor die beim Schaltvorgang auftretenden Stromanstiegsgeschwindigkeiten > 1kA/µs verkraften können. Solche Bauteile sind, wenn überhaupt, nur schwer zu bekommen und man muß den Gate-Zündimpuls sehr gut dosieren, damit der Thyristor möglichst homogen zündet. Wesentlich einfacher läßt sich die Primärspule mit IGBTs ansteuern. Die erreichen zwar bei Weitem nicht die Leistung eines Thyristors, aber dafür lassen sie sich wesentlich einfacher schalten. Statt einen geladenen Kondensator über eine Spule zu entladen, kann man mit IGBTs über einen beliebig langen Zeitraum eine Erregerschwingung auf die Primärspule aufbringen. Damit kann man auch mit kleinerer Leistung die gleiche Energie auf die Tesla-Spule übertragen.
Um auf die nötige Leistung zu kommen, verwendet man am besten IGBT-Module. Auf dem Gebrauchtmart bekommt man schon recht preiswerte Module, die einige 100 A bei Frequenzen bis über 100 kHz schalten können. Wer sich schonmal industriell gefertigte Inverter oder Umrichter angesehen hat, in denen solche Module verbaut sind, wird mit Schrecken festgestellt haben, dass dort ein erheblicher Aufwand getrieben wird, um solche Module anzusteuern. Aus Gründen der Störsicherheit ist es meistens notwendig, die Module von der Steuerelektronik galvanisch getrennt anzusteuern. Die Potenzialtrennung übernimmt i.d.R. ein speziell dafür geeigneter Optokoppler. Weiterhin benötigt jeder Steuerkreis eine potenzialfreie Versorgungsspannung, die mit je einen DC/DC-Wandler erzeugt werden kann. Das macht die Ansteuerung der Module relativ aufwändig.
Bei symmetrischer Ansteuerung der Module eignet sich auch ein GDT (Gate Drive Transformer) zur Ansteuerung der Module. Im Kapitel Gate-Treiber in der Abteilung Schaltungstechnik habe ich eine Schutzschaltung für GDTs beschrieben, die eine Ansteuerung von IGBTs und großen MOSFETs erheblich vereinfacht.
Die folgende Schaltung ist ein schönes Anwendungsbeispiel für diese Ansteuer- und Schutzschaltung. Wenn, wie in diesem Fall, eine IGBT-Vollbrücke im Gegentakt angesteuert werden soll, kann ein GDT mit einer Primär- und 4 Sekundärwicklungen alle IGBTs ansteuern. Die Überwachung der einzelnen IGBTs ist relativ einfach aufgebaut. Auf der Ansteuerseite des GDT muß die Schutzschaltung nur einmal aufgebaut werden.
Zunächst mal benötigt man zur gleichzeitigen Ansteuerung von zwei Halbbrückenmodulen einen besonders kräftigen GDT-Treiber, der zum Umladen der Gate-Kapazitäten Spitzenströme von einigen 10A liefern kann. Da gängige Treiber-ICs solche Ströme nicht liefern können, baut man sich die Treiber am besten selber. Das geht sehr gut mit je einem kleinen P-Kanal- und N-Kanal-MOSFET. Als Vollbrücke geschaltet können diese direkt von einem SG3525 angesteuert werden. Damit die Transistorpaare T7/T8 und T9/T10 nicht überlastet werden, müssen sie beim Umschalten mit einer minimalen Totzeit versetzt werden. Dies hat nichts mit der vom SG3525 generierten Totzeit für die Leistungsschalter zu tun. Die Totzeit wird mit einer Kombination aus Gatewiderstand und parallel geschalteter Diode erzeugt. Die Gatewiderstände verzögern den Einschaltvorgang um wenige 100 ns, während die Dioden die Gates schnellstmöglich wieder entladen. Bei diesem Übergang entsteht eine kleine Lücke, in der beide Transistoren gesperrt sind. Mit den angegebenen Transistoren kann die so aufgebaute Vollbrücken-Treiberstufe Stromspitzen bis über 40 A liefern.
Damit diese Spitzenströme auch bei den IGBTs ankommen, benötigt man einen GDT mit extrem niedriger Streuinduktivität. Eine geringe Streuinduktivität erreicht man, indem man möglichst wenige Windungen auf einen möglichst großen Kern wickelt und dabei den Trafo bis knapp unter die Sättigungsgrenze aussteuert. Für die 5 Spulen gleicher Windungszahl kann man z.B. 5 PTFE-isolierten Schaltdrähte gut und gleichmäßig verdrillen und der Windungszahl entspechend oft durch einen hochpermeablen Ferrit-Ringkern ziehen. Natürlich schadet es nicht, wenn man die Primärspule mit einem größeren Drahtquerschnitt oder mehreren Adern des gleichen Drahtes ausstattet, um die Streuinduktivität und den Innenwiderstand des GDT nochmals zu reduzieren. Die Windungszahl richtet sich nach Kerngröße und minimal einstellbarer Frequenz. Bei zu geringer Schaltfrequenz gerät der Kern des GDT in die Sättigung und löst die Schutzschaltung aus. So läßt sich auch ohne Betrieb der Endstufe die untere Grenzfrequenz des GDT ermitteln.

Bild 13.3.2 E elektronischer Tesla-Trafo (SSTC)

Die Schutzschaltung ist ebenfalls relativ einfach aufgebaut. Sie überwacht insbesondere die Stromaufnahme der Treiberstufe und außerdem die Versorgungsspannung.
Die Schutzschaltung besteht aus einer monostabilen Kippstufe, bestehend aus T1 und T2. Sobald einer der IGBTs infolge Überlastung nicht mehr richtig durchschaltet, wird der Thyristor in dem betreffenden Steuerkreis gezündet und schließt die Gatespannung kurz. Dadurch wird der IGBT sofort gesperrt und die Treiberschaltung überlastet. Der Betriebsstrom der Gate-Treiber fließt über den Shuntwiderstand R20. Bei einem Strom von 6-7 A beginnt T2 zu leiten, wodurch die Kippstufe getriggert wird. Das R-C-Glied R18/C9 verhindert, dass die Schutzschaltung durch die kurzen Gate-Umlade-Stromspitzen getriggert wird. Wenn t2 leited, wird auch T1 durchgeschaltet. Dieser schaltet über C6 und R10 wiederum T2 durch. R6, R7 und ZD1 erzeugen ein Austastsignal für den SG3525, das den SG3525 deaktiviert. Es empfiehlt sich, diesen Zustand mit einer Fehler-LED anzeigen zu lassen.
Nach einer gewissen Zeit, die durch die Zeitkonstante C6/R10 bestimmt ist, lädt sich C6 soweit auf, dass der Basisstrom von T2 zu gering wird um diesen Durchzuschalten. Die Schaltung kippt jetzt wieder zurück, sodass T1 und T2 sperren. D2 sorgt dafür, dass sich C6 zügig entladen kann und die Schutzschaltung schnellstmöglich wieder einsatzbereit ist
Die Schutzschaltung funktioniert insgesamt nur korrekt, wenn die Betriebsspannung mindestens ca. 13 Volt beträgt. Andernfalls ist nicht sichergestellt, dass die Schutzthyristoren rechtzeitig gezündet werden. Aus diesem Grund bildet T3 eine Stromquelle, die T2 permanent triggert, solange die Betriebsspannung noch unter ca. 14 V liegt. Die Schaltschwelle des Unterspannungsschutzes wird im Wesentlichen durch ZD2 bestimmt
Zur Versorgung der Endstufe wird eine leistungsstarke Stromversorgung benötigt. Diese erhält man am einfachsten aus einem 400-V-Drehstromanschluß. Ein Drehstromgleichrichter liefert eine Zwischenkreisspannung von fast 600 V. Um Stromspitzen der Endstufe vom Stromnetz fernzuhalten, sollte noch ein großer Elko nachgeschaltet werden. Da es für solche Spannungen keine Elkos gibt, nimmt man zwei Stück in Serie. R25 und R26 sorgen für eine annähernd gleichmäßige Spannungsaufteilung. R 22 sorgt für eine sanfte Aufladung der Elkos beim Einschalten. Der Thyristor Th1 überbrückt R 22, sobald die Endstufe in Betrieb geht und Strom zieht. Th1 läßt sich sehr einfach über den GDT ansteuern, indem man noch eine Windung des isolierten Schaltdrahtes durch den Ringkern zieht. 50-Hz-Thyristoren können auch direkt mit hochfrequentem Wechselstrom getriggert werden, was die Sache in diesem Fall sehr einfach macht.
Zusätzlich zu den Elkos wird direkt an den Anschlüssen der IGBT-Module für die Versorgungsspannung ein sog. DC-Link-Kondensator (C23, 20µF, 700V) angeschlossen. Dabei handelt es sich um einen Polypropylenkondensator mit besonders niedrigem ESR und hoher Strombelastbarkeit. Damit werden Stromspitzen, die beim Schalten der IGBTs auftreten, in unmittelbarer Nähe der Module abgefangen. Für die Versorgung der Elektronik wird ein 15-V-Netzteil benötigt. Dieses kann ein einfaches Standardnetzteil sein, dass zwischen Nullleiter und einer Phase mit 230 V versorgt wird. In diesem Fall wurde ein DC/DC-Wandler verwendet, der direkt aus der Zwischenkreisspannung versorgt wird. Die entsprechende Schaltung ist als Trapezwandler in Bild 11.1 D zu finden. Das hat den Vorteil, dass man den Nullleiter nicht benötigt und dass sich die Zwischenkreiselkos relativ schnell entladen.
Die Schaltung ist als Grundlage für viele Anwendungen gleichermaßen geeignet. Damit lassen sich z.B. Schweißinverter, Induktionsheizungen oder Netzteile hoher Leistung aufbauen.
In diesem Fall wurde die Schaltung für den Betrieb eines Tesla-Trafos verwendet. Dazu wird der SG3525 über Pin 8 mit einem Impulsgenerator getastet. Der Impulsgenerator besteht aus einem TS555 (CMOS) bei dem die Pulsbreite und Pulsfrequenz getrennt voneinander eingestellt werden kann. Die Schaltfrequenz muß mit P3 auf die Resonanzfrequenz der Tesla-Spule abgestimmt werden.

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