11.2 Gegentakt-Sinuswandler
Sollen mit einem Sinuswandler höhere Leistungen übertragen werden, kommen nur noch Gegentaktwandler zum Einsatz. Im Prinzip kann man den Eintaktwandler aus Bild 11.1 B auch symmetrisch aufbauen. Die Schalttransistoren werden jeweils im Scheitelpunkt der positiven und negativen Halbwelle der Sinusschwingung kurz eingeschaltet, was zu eine mehr oder weniger starken Abplattung der Sinuskurve führt. Die Stärke der Abplattung hängt im Wesentlichen vom Verhältnis von Blindstrom im Schwingkreis zur Strombegrenzung (R5/R6) ab. Mit zunehmender Abplattung geht der Sinuswandler kontinuierlich in einen Trapezwandler über. Beim Trapezwandler wird die Schwingfrequenz nicht mehr primär durch die Resonanzfrequenz, sondern durch den Stromanstieg in der Primärspule bestimmt und ist deutlich niedriger als die Resonanzfrequenz.

Bild 11.2 A Gegentakt-Sinus/Trapezwandler

Bei der Berechnung des Trafos und des erforderlichen Luftspaltes ist zu beachten, dass der Spitzenstrom im Trafo beim Sinuswandler durch den Spitzenwert des Blindstromes durch beide Primärspulen vorgegeben ist. Beim Trapezwandler ist der Spitzenstrom dagegen durch die von R5/R6 vorgegebene Strombegrenzung des Primärstromes durch eine Primärspule maßgeblich.
In Bild 11.2 A ist ein symmetrisch aufgebauter Sinuswandler für Netzspannungsbetrieb zu sehen. Im Gegensatz zu den Eintaktwandlern ist beim Gegentaktwandler die Amplitude durch die Betriebsspannung fest vorgegeben. Eine Regelung des eigentlichen Wandlers ist daher nicht möglich. Man wird also so einen einfachen Gegentaktwandler vorwiegend dort einsetzen, wo keine Regelung erforderlich ist.
Ein wesentlicher Nachteil der bisher beschriebenen Sinus-Gegentaktwandler besteht darin, dass die Transistoren immer zu einem sehr genau definierten kurzen Zeitpunkt eingeschaltet werden müssen. Das hat neben der eingeschränkten Anwendung bei hohen Leistungen zusätzlich noch den Nachteil, dass die Betriebsspannung sehr stark mit hochfrequenten Oberwellenströmen belastet wird. Beide Nachteile lassen sich mit der sog. Royer-Schaltung vermeiden. Der Schwingkreis wird als Parallelschwingkreis zwischen die Kollektoren beider Schalttransistoren gelegt. Die Zuführung des Betriebsstromes geschieht an der Mittelanzapfung der Resonator- und Trafospule. Da an dieser Anzapfung bei einer sinusförmigen Spannung noch ein erheblicher Wechselspannungsanteil anliegt, kann die Betriebsspannung nicht direkt mit diesem Punkt verbunden werden. Eigentlich bräuchte man eine Konstantstromquelle als Stromversorgung. Technisch realisiert man eine wechselstrommäßige Konstantstromquelle mit einer Stromzuführungsdrossel. Unabhängig von dem Momentanwert der anliegenden Wechselspannung fließt durch die Drossel ein einigermaßen konstanter Gleichstrom. Da es sich vor allem bei größeren Wandlerleistungen um eine Leistungsdrossel handelt, wird man versuchen, die Induktivität so klein wie möglich zu wählen und dabei eine gewisse Restwelligkeit des Drosselstromes in Kauf nehmen. Solange die Restwelligkeit deutlich unter dem maximalen Betriebsstrom liegt, wird die Funktion des Wandlers dadurch nicht beeinträchtigt. Eine sehr hohe Restwelligkeit des Drosselstromes führt zu hohen Blindstrombelastungen von Drossel und den restlichen Leistungsbauteilen. Interessant an der Royer-Schaltung ist, dass jeder Transistor während einer gesamten Halbwelle durchgeschaltet bleibt. Dadurch wird die Steuerung des Ein- und Ausschaltzeitpunktes wesentlich unkritischer als bei einem Eintakt-Sinuswandler oder bei dem Gegentaktwandler aus Bild 11.2 A. Die Transistoren können mit einer einzigen Rückkopplungsspule angesteuert werden, die zwischen den Basen der Transistoren liegt. In Bild 11.2 B ist ein ganz einfacher Royer-Sinuswandler für kleine Betriebsspannungen und Leistungen zu sehen. Damit der Wandler anlaufen kann, müssen die Transistoren zunächst als Verstärker arbeiten. Dazu werden die Basen mit einem Strom versorgt, der über die Widerstände R 1 und R 2 der Betriebsspannung entnommen wird. Im Ruhezustand bekommen T 1 und T 2 etwa den gleichen Basisstrom. Sobald eine Spannung in der Rückkopplungswicklung induziert wird, verteilt sich der Basisstrom unterschiedlich auf die Transistoren und der daraus resultierende unterschiedliche Kollektorstrom bewirkt eine Mitkopplung und ein Anschwingen des Wandlers. Sobald der Wandler angeschwungen ist, wird die Basisspannung der Transistoren so hoch, dass die in den Schaltbetrieb übergehen. Die Transistoren schalten genau im Nulldurchgang der Sinusschwingung am Resonanzkreis um. Selbst wenn dabei kurzzeitig beide Transistoren durchgeschaltet sind, stört das nicht, weil die Drossel Dr in dieser kurzen Umschaltphase einen weitgehend konstanten Strom liefert. Das vereinfacht die Schaltung, weil man sich nicht um das Einfügen einer Totzeit kümmern muss. Eine Totzeit ist sogar unerwünscht; würden beide Transistoren sperren, könnte der immer noch fließende Drosselstrom zu einem unkontrollierten Anstieg der Kollektorspannung führen. Wegen der relativ großen Speicherzeit bipolarer Transistoren ist aber relativ sicher, dass das nicht passieren kann. Alternativ kann man den Schwingkreiskondensator in zwei Einzelkondensatoren aufteilen und parallel zu den Transistoren legen. Dann wäre eine Totzeit unproblematisch. Allerdings müssten die Transistoren mit Inversdioden versehen werden, da dann der Blindstrom des Resonanzkreises über die Transistoren und über die Inversdioden fließen würde. Zusätzlich zu dem Mehraufwand kämen auch noch die Verluste in den Leistungshalbleitern dazu.
Wenn T 1 durchschaltet, bekommt er einmal über R 1 einen Basisstrom, während T 2 eine negative Basisspannung bekommt. Die negative Basisspannung von T 2 verursacht einen erhöhten Strom in R 2, der durch die Rückkopplungsspule ebenfalls in die Basis von T 1 fließt und sich dort zum Strom aus R 1 addiert. Aufgrund der Symmetrie der Schaltung ist es bei der nächsten Halbwelle, wenn T 2 durchschaltet, genau umgekehrt. Da die Primärspule des Wandlertrafos, wie bei allen Sinuswandlern, Bestandteil des Schwingkreises ist, muss der Trafo auch die gesamte Energie des Schwingkreises speichern können und deshalb mit einem Luftspalt versehen sein. Außerdem sollte die Güte des Schwingkreises möglichst hoch sein, damit der Wirkungsgrad hoch und die Bauteilerwärmung gering ist. Dazu gehört ein ausreichender Drahtquerschnitt der Primärspule, ggf. mit HF-Litze, und für C 2 ein verlustarmer Folienkondensator (z.B. MKP oder FKP).
Die Amplitude des Gegentakt-Sinuswandlers hängt direkt von der Betriebsspannung Ue ab und ist daher nicht regelbar. Zur Berechnung der Amplitude nimmt man z.B. die Halbwelle, in der T 1 gesperrt und T 2 durchgeschaltet ist. Während am Kollektor von T 2 null Volt liegen, liegt an T 1 der Maximalwert und an der Mittelanzapfung der Primärspule genau die halbe Kollektorspannung. An der Mittelanzapfung liegen dann beide Halbwellen mit halber Amplitude. Die Amplitude muss sich so einpendeln, dass der zeitliche Mittelwert der Spannung an der Mittelanzapfung gerade der Betriebsspannung entspricht. Die mittlere Spannung an einer Spule muss ja immer null sein. Unter der Vorraussetzung, dass die Spannung in etwa sinusförmig ist, lässt sich der Mittelwert einer Sinushalbwelle ausrechnen. Dazu errechnet man die Fläche unter der Halbwelle einer Einheitssinusfunktion und teilt sie durch die halbe Periodendauer π. Aus der Integralrechnung ist bekannt, dass die Fläche genau zwei ist. Der Mittelwert wäre dann 2/π, was der Eingangsspannung Ue entspricht. Die Amplitude an der Mittelanzapfung ist dann Ue*π/2 .
Daraus ergibt sich dann eine maximale Kollektorspannung von Uce < π *Ue. Bei 12 Volt Betriebsspannung wären das maximal etwa 38 Volt.

Bild 11.2 B Royer-Sinuswandler für kleine Betriebspannungen

Bild 11.2 C Royer-Sinuswandler für Netzspannungsbetrieb

Die Schaltung in Bild 11.2 B ist für Leistungen bis etwa 10 Watt gedacht. Auf der Sekundärseite kann man einen Gleichrichter setzen oder einen Wechselspannungsverbraucher. Die sinusförmige oberwellenarme Ausgangsspannung und die damit verbundenen niedrige Störabstrahlung macht den Wandler besonders gut für Wechselstromverbraucher verwendbar. Sehr beliebt ist die Schaltung bei Vorschaltgeräten für CCFL-Lampen, wie sie z.B. bei der Hintergrundbeleuchtung von TFT-Displays eingesetzt werden. Darauf komme ich aber später zurück.
Aufgrund der unkritischen Ansteuerung der Transistoren ist der Royer-Sinuswandler auch für höhere Leistungen und Betriebsspannungen geeignet. Wegen des höheren Basisstromes wird man diesen dann aber nicht mehr direkt aus der Betriebsspannung gewinnen. In Bild 11.2 C ist eine kleine Änderung in der Basisansteuerung zu sehen. Der Anlaufwiderstand R 1 liefert zunächst einen kleinen Basisstrom, der den Wandler anlaufen lässt. Im Normalbetrieb wirkt dann die Basisstromverstärkung über R 2. Der jeweils sperrende Transistor bekommt eine negative Basisspannung, die über eine der Dioden D 1 oder D 2 auf R 2 geführt wird und dort einen größeren Strom fließen lässt. Der Strom durch R 2 fließt dann in die Basis des gerade durchgeschalteten Transistors.
Bei einer Eingangsspannung von 300 Volt würde an den Transistoren bereits eine Spitzenspannung von Uce = π*300 Volt = 942 Volt auftreten. Ein 1000-Volt-Transistor wäre also bereits zu knapp dimensioniert. Deshalb habe ich dort 1500-Volt-Hochspannungstransistoren eingesetzt, die ursprünglich in Zeilenendstufen von Fernsehgeräten eingesetzt wurden. Auch der Schwingkreiskondensator wird sehr stark belastet. Hier eignet sich z.B. ein Polypropylenkondensator vom Typ FKP mit 2000 Volt Spannungsfestigkeit.
Die beiden beschriebenen Royer-Sinuswandler sind nur kurzzeitig kurzschlussfest. Bei Überlastung setzt die Schwingung aus und die Transistoren gehen wieder in den Verstärkerbetrieb über. Je nach Kollektorstrom und Kühlung kann es dann zu einer Überhitzung der Transistoren kommen.
Selbstschwingende Sinuswandler lassen sich auch mit MOSFETs und IGBTs aufbauen. Mit MOSFETs lassen sich hohe Schwingfrequenzen bei niedrigen Schaltverlusten erreichen. Wegen ihrer eher geringen Spannungsfestigkeit sind sie aber eher für niederspannungsbetriebene Wandler als für Schaltnetzteile mit 230 Volt Eingangsspannung geeignet. IGBTs eignen sich dagegen für netzbetriebene Wandler mit hoher Leistung und mäßiger Schwingfrequenz.
Die Gate-Ansteuerung ist bei einem Sinuswandler so einfach, dass man keine Rückkopplungsspule mehr benötigt. Die Gates werden einfach über einen kapazitiven Spannungsteiler vom Drain oder Kollektor des jeweils anderen Transistors angesteuert. Es handelt sich hier um eine nahezu leistungslose Gateansteuerung, da auch der Gatestrom als Blindstrom dem Schwingkreis entnommen wird. Die zur Gateladung benötigte Energie wird also wieder in den Schwingkreis zurückgeführt. In Bild 11.2 D sind exemplarisch zwei solche Wandler für niedrige (links) und für hohe Betriebsspannungen (rechts) zu sehen. Damit die Wandler anlaufen können, muss zunächst eine Gate-Vorspannung erzeugt werden, die eine Verstärkerfunktion der Transistoren ermöglicht. Die Vorspannung wird mit R 1 und der Zenerdiode ZD erzeugt und muss ggf. an die verwendeten Transistoren angepasst werden. Sie sollte so hoch sein, dass in den Transistoren ein nennenswerter Strom fließt, die Verlustleistung die Transistoren jedoch nicht überlastet. Bei IGBTs ist die benötigte Gate-Vorspannung i.d.R. etwas höher als bei MOSFETs. Über R 2 und R 3 wird die Vorspannung direkt auf die Gates der Transistoren eingekoppelt. Die kapazitiven Spannungsteiler C2/C5, bzw. C3/C4 müssen so dimensioniert werden, dass an den Gates eine ausreichend hohe Signalamplitude von ca. 20 Vss anliegt und andererseits die maximale Gate-Source-Spannung von ± 20 Volt nicht überschritten wird.

Bild 11.2 D MOSFET/IGBT-Sinuswandler für niedrige und hohe Betriebsspannung

Die beschriebenen Wandler lassen sich im Prinzip für jede beliebige Leistung dimensionieren. Die Niedervoltversion (links) kann mit den angegebenen Transistortypen IRF 540N Leistungen bis zu mehreren 100 Watt umsetzen. Bei 12 Volt Betriebsspannung ließen sich mit leistungsstarken 55-Volt-MOSFETs, z.B. IRF 1405 ebenfalls solch hohe Leistungen erzielen. Ein interessanter Anwendungsbereich wäre auch hier wieder die Versorgung von Gasentladungslampen höherer Leistung. Für den Fall, dass nur ein zweipoliger Schwingkreis zur Verfügung steht, d.h. die Mittelanzapfung der Spule nicht zugänglich ist, kann die Betriebsspannung statt über eine auch über zwei Drosseln an den Spulenenden zugeführt werden. Das bedeutet neben dem Mehraufwand allerdings auch eine Erhöhung der Gesamtbelastung der Drosseln. Ich habe das bei dem Niedervoltwandler eingezeichnet um zu zeigen, wie man auch zweipolige Schwingkreise ansteuern kann. Wenn möglich sollte also der Betriebsstrom immer über die Mittelanzapfung zugeführt werden.
Da die hier gezeigten Sinuswandler keine Schutzschaltung haben, sollte der Trafo eine genügend hohe Streuinduktivität für Kurzschlussfestigkeit haben. Die minimale Streuinduktivität für Kurzschlussfestigkeit lässt sich allerdings nicht so leicht berechnen wie beim 50-Hz-Streutrafo. Beim Sinuswandler ist die Streuinduktivität im Kurzschlussfall effektiv parallel zur Hauptinduktivität geschaltet. Dadurch erhöht sich die Schwingfrequenz nicht unerheblich. Beim Sinuswandler führt deshalb bereits eine im Verhältis geringere Streuinduktivität zur Kurzschlussfestigkeit. Wichtig ist, dass in allen Lastfällen die Güte des Schwingkreises genügend groß bleibt, um die Schwingung stabil zu erhalten. Andernfalls würde die Schwingung zusammenbrechen und die Transistoren im Verstärkerbetrieb arbeiten. Insbesondere bei Wandlern mit höheren Leistungen würde das zur Zerstörung der Transistoren führen. Der Verstärkerbetrieb ist nur als Anlaufhilfe zulässig.
Soll ein Sinuswandler mit Netzspannung betrieben werden, treten bereits bei der regulären Netzspannung von 230 Volt (Scheitelwert 325 Volt) Spitzenspannungen von rund 1000 Volt am Schalttransistor auf. Damit scheiden Standard-MOSFETs, die es nur bis 1000 Volt Sperrspannung gibt, prinzipiell aus. Standard-IGBTs sind dagegen bis 1200 Volt zu haben und daher auch für netzbetriebene Sinuswandler geeignet. Einer größeren Überspannungstoleranz wegen würde ich aber IGBTs mit 1400-1700 Volt Sperrspannung empfehlen, die es ebenfalls zu kaufen gibt. Eingebaute FREDs sind nicht unbedingt erforderlich , da bei dieser Schaltung kein großer Inversstrom fließt. hier würde eine kleine externe Inversdiode ausreichen.
Um auch einen Sinuswandler regelbar zu machen, ist ein zusätzlicher Vorregler nötig. Sinnvollerweise wird man die bereits vorhandene Drossel gleichzeitig als Speicherdrossel für einen Abwärtswandler mitbenutzen. Die Drossel ist ja im Prinzip in Serie zum eigentlichen Gegentaktwandler geschaltet. Man kann die Drossel deshalb auch genauso gut in die negative Zuleitung des Wandlers legen. Der Leistungsschalter des Abwärtswandlers kann dann direkt mit der negativen Masse der Netzgleichspannung verbunden werden und ist besonders leicht anzusteuern. In Bild 11.2 E habe ich den Leistungswandler aus Bild 11.2. D mit einem Abwärtswandler kombiniert. Normalerweise würde man den Abwärtswandler mit einer Speicherdrossel und einem Siebelko am Ausgang versehen. Da sich aber am Eingang des Sinuswandlers ohnehin eine Drossel befindet, kann man den Elko und die zusätzliche Speicherdrossel weglassen. Die mittlere Amplitude ist auch so proportional zum Tastverhältnis des Abwärtswandlers. Da der Leistungsschalter des Abwärtswandlers auf negativer Masse der Netzgleichspannung liegt, kann er direkt mit einem Standard-Sperrwandler-IC vom Typ UC 3842 angesteuert werden. Da der Strom in der Drossel alles andere als sägezahnförmig ist, wird die Sägezahnspannung des Oszillators im 3842 von Pin 4 über T 1 auf Pin 3 eingekoppelt. So ist trotzdem ein PWM-Betrieb des 3842 möglich. Der verwendete MOSFET für den Abwärtswandler benötigt einen sehr hohen Gatespitzensstrom und wurde daher mit einem sehr kleinen Gatewiderstand ausgestattet. Um die Funktion des 3842 durch die hohen Gate-Stromspitzen nicht zu beeinträchtigen, wurde ein Komplementärtreiber T2/T3 nachgeschaltet.

Bild 11.2 E Geregelter Gegentakt-Sinuswandler für den kW-Leistungsbereich

Mit den angegebenen Werten schwingt der Sinuswandler je nach Belastung bei ca. 100 kHz. Die Gesamtinduktivität der Primärspule beträgt ca. 150 µH.
Wenn Primär- und Sekundärspule auf den verschiedenen Kernhälften mit einem Abstand von ca. 1 cm untergebracht werden, ist die Streuinduktivität i.d.R. schon groß genug, damit der Wandler kurzschlussfest ist. Dies ist nötig, weil ein Überlastungsschutz beim Sinuswandler nicht ganz einfach ist. Wenn die Schwingung aussetzt, können die IGBTs überlastet werden, ohne dass sich dies durch eine zu hohe Stromaufnahme zeigt. Die gezeigte Regelschaltung ist, da sie primärseitig ist, natürlich sehr weich. In den meisten Fällen wird es sinnvoll sein, die Regelung nach bewährtem Muster sekundärseitig auszuführen. Statt einer primärseitigen Regelung wird es i.d.R. ausreichen, den Wandler mit der relativ stabilen Ausgangsspannung einer Leistungsfaktor-Korrektur zu versorgen und die wesentlich einfachere Schaltung aus Bild 11.2 D zu verwenden. Nachteil der einfachen Schaltung ist allerdings, dass die IGBTs für einen sicheren Betrieb mindestens 1400 Volt Sperrspannung haben müssen. Solche Hochvolt-IGBTs sind z.Zt. leider noch relativ teuer. Bei Wandlern höherer Leistung fallen diese Kosten aber häufig nicht mehr so sehr ins Gewicht.
Aufgrund der hohen Schaltfrequenz treten in den IGBTs relativ hohe Verlustleistungen auf. Es ist jedoch anzunehmen, dass hier die Entwicklung sehr schneller IGBTs oder vergleichbarer Leistungsschalter in den nächsten Jahren noch erhebliche Fortschritte macht.
Der Wirkungsgrad des Sinuswandlers lässt sich mit den angegebenen IGBTs durch eine niedrigere Schwingfrequenz erheblich verbessern. Allerdings werden dann auch der Trafo, die Drossel und der Resonanzkondensator bei gleicher Leistung entsprechend größer.
Eine grundlegende Weiterentwicklung der Royer-Schaltung mit MOSFETs und IGBTs, vorzugsweise für Anwendung bei hohen Generatorleistungen habe ich im Bereich Schaltungstechnik/Oszillatoren beschrieben.

weiter