7.2 Einfache geregelte Sperrwandler
Wenn ein ungeregelter Sperrwandler nicht belastet wird, würde die im Trafo gespeicherte Energie die Ausgangsspannung beliebig hoch ansteigen lassen. Bei Wandlern mit höherer Leistung führt das zur Zerstörung des Wandlers. Schließlich muss ja in jeder Sperrphase die gespeicherte Energie des Trafos irgendwie abgeführt werden. Im unbelasteten Zustand könnte so T1, D 1, C 3 oder sogar der Trafo selbst durch Überspannung zerstört werden. Ansonsten würde möglicherweise der größte Teil der überschüssigen Leistung in R 3 umgesetzt werden. Deshalb werden Sperrwandler mit höherer Leistung eigentlich immer geregelt. Die Regelung sorgt dafür, dass primärseitig nur soviel Leistung zugeführt wird, wie nötig ist um die Ausgangsspannung aufrecht zu erhalten. Bei einfachen Sperrwandlern lässt sich die Leistungszufuhr am besten über den Basisstrom steuern. Da der Basisstrom den maximalen Kollektorstrom beim Einsetzen der Sättigung bestimmt, kann man so die Länge der Flussphase steuern. Soll die Sekundärspannung von der Primärseite galvanisch getrennt sein, muss auch die Messung der Ausgangsspannung galvanisch von der primärseitigen Steuerung getrennt sein. Dies geschieht meistens mit einem Optokoppler; aber darauf gehe ich später ein. Bei einfachen Wandlern, bei denen die Ausgangsspannung nicht so genau stimmen muss, benutzt man die während der Sperrphase in der Koppelspule induzierte Spannung zur Messung der ungefähren Ausgangsspannung.

Bild 7.2 A Einfache primärseitig geregelte Sperrwandler für den mittleren Leistungsbereich

Um die Spannung in der Koppelspule messen zu können, muss diese zunächst direkt mit Masse verbunden werden. Während der Flussphase wird die positive Spannung der Koppelspule dazu benutzt um T 1 durchzuschalten. Der Basisstrom wird dabei wieder von R 2 begrenzt. In der Sperrphase wird die negative Spannung von D 3 gleichgerichtet und von C 5 gesiebt. Ich bin jetzt willkürlich davon ausgegangen, dass die während Sperr- und Flussphase in den Spulen induzierten Spannungen jeweils etwa gleich sind und dass in der Koppelspule etwa 6 Volt induziert wird. Die erste Bedingung ist sinnvoll um den Trafo optimal zu nutzen. Wenn die Spannungen bei Sperr- und Flussphase etwa gleich groß sind, sind auch die Zeiten dieser Phasen etwa gleich groß. Dadurch steht für die Energieübertragung in den Phasen jeweils bis zu 50% der Periodendauer zur Verfügung. Bei stark unterschiedlichen Phasenzeiten würde die Effektivstrombelastung der in der kürzeren Phase aktiven Spule zunehmen und die Belastbarkeit insgesamt abnehmen. Dennoch kann es sinnvoll sein, die Sperrphase deutlich zu verkürzen. Mit einer hohen Induktionsspannung während der Sperrphase kann man hohe Spannungen in der Sekundärspule erzeugen, ohne übermäßig hohe Windungszahlen wickeln zu müssen. Um in der Koppelspule auf etwa 6 Volt zu kommen, muss in dem Beispiel in Bild 7.2 A links bei 12 Volt die Hälfte und rechts bei 24 Volt Betriebsspannung ein Viertel der Windungszahl der Primärspule haben. Um die Verlustleistung in R 2 zu reduzieren kann die Windungszahl der Koppelspule auch noch etwas verringert werden. Die Spannung der Zenerdiode ZD muss dann auch entsprechend reduziert werden. Die Genauigkeit der Regelung wird dann allerdings noch schlechter. Am genauesten ist die Regelung, wenn die Koppelspule möglichst dicht bei der Sekundärspule liegt oder wenn sich die Sekundärspule zwischen Primär- und Koppelspule befindet.
Sobald die Betriebsspannung anliegt, wird der Koppelelko C 2 über R 2 aufgeladen, bis T 1 zu leiten beginnt und als Verstärker arbeitet. In diesem Moment setzt wieder die Rückkopplung ein und schaltet T 1 voll durch. Der Basisstrom von T 1 wird von R 2 und natürlich durch die Spannung in der Koppelspule bestimmt. T 1 bleibt solange durchgeschaltet, bis entweder er selbst oder der Kern des Trafos in die Sättigung gerät. Es folgt dann der Spannungseinbruch an der Primärspule, der die Sperrphase einleitet. Die während der Sperrphase induzierte Spannung hängt von der Spannung Ua am Ausgangssiebelko C 3 ab. Diese Spannung ist in etwa proportional zu der von der Koppelspule induzierten Spannung, die an C 5 anliegt. Hat diese Spannung ihren Sollwert erreicht, beginnt die Zenerdiode ZD zu leiten. In Bild 7.2 A links zieht ZD direkt einen Teil des Basisstromes von T 1 ab, sodass sich der Sättigungsstrom von T 1 entsprechend verringert. Die Dauer der Flussphase wird demnach über die in der Koppelspule induzierten Spannung geregelt. Bei höheren Basisströmen kann die Verlustleistung in ZD relativ hoch werden. Für diesen Fall kann ein zweiter Transistor T 2 den Strom direkt nach Masse abführen (Bild 7.2 A rechts). Da an T 2 kaum mehr als 0,6 Volt Spannung abfallen, ist die Verlustleistung nur gering.
Um den Wirkungsgrad einfacher geregelter Sperrwandler zu erhöhen, können auch MOSFETs eingesetzt werden. Genau wie bei bipolaren Transistoren kann man auch bei MOSFETs das Sättigungsverhalten dazu benutzen die Flussphase zu beenden.

Bild 7.2 B Einfacher geregelter Sperrwandler mit MOSFET

In Bild 7.2 B ist so ein Wandler zu sehen. Bei MOSFETs wird der Sättigungsstrom durch die Gate-Source-Spannung bestimmt. Allerdings unterliegt er, genau wie die Stromverstärkung bipolarer Transistoren, einer starken Streuung. Deshalb muss der Transistor überdimensioniert werden und das Ganze darf wieder nur mit kleinen Betriebsspannungen versorgt werden. Nach dem Einschalten bekommt der Transistor über R 3 eine positive Gatespannung, die von ZD 1 auf 5,6 Volt begrenzt wird. Bei 5,6 Volt Gate-Source-Spannung hat der verwendete MOSFET einen Sättigungsstrom von einigen Ampere. Die rückgekoppelte Spannung aus der Hilfswicklung W 3 wird über R 2 und C 2 auf das Gate eingekoppelt. Da der MOSFET zunächst im Verstärkerbetrieb arbeitet, beginnt er durch die Rückkopplung zu schwingen. Die Flussphase wird beendet, sobald der Sättigungsstrom des Transistors erreicht wird. Durch die Rückkopplung wird der Transistor aufgrund der zusammenbrechenden Induktionsspannung in den Trafowicklungen schnell abgeschaltet. Während der Sperrphase wird die negative Induktionsspannung in W 3 über D 1 gleichgerichtet und liegt dann an C 1 an. Wenn die Spannung an C 1 etwa - 5 Volt unterschreitet, beginnt ZD 2 zu leiten und reduziert die Gatespannung des MOSFET. Die geringere Gatespannung führt zu einem geringeren Sättigungsstrom und damit zu einer kürzeren Flussphase. Da es keinen Regelverstärker mit definierter Referenzspannung gibt, ist die Regelung relativ weich, was bei primärseitiger Regelung aber ohnehin unproblematisch ist.

7.3 Geregelte Sperrwandler mit direkter Stromüberwachung
Die bisher betrachteten Sperrwandler haben noch den Nachteil, dass die Dauer der Flussphase nur indirekt über den Basisstrom bzw. die Gatespannung geregelt werden konnte. Da die Stromverstärkung der Schalttransistore, bzw. die Steilheit der MOSFETs nicht so genau bekannt ist, kann man daher vor Einsatz der Regelung oder bei Überlastung nie sicher sein, ob zuerst der Trafo oder der Transistor in die Sättigung gerät. Bei Betriebsspannungen unter 40 Volt und nicht allzu großen Wandlerleistungen ist das nicht so kritisch, weil die Transistoren noch ausreichend Reserven haben. Bei höheren Wandlerleistungen und vor allem bei höheren Betriebsspannungen muss jedoch sichergestellt sein, dass der Kern des Trafos niemals in die magnetische Sättigung gerät. Würde dies geschehen, würde der Strom extrem schnell ansteigen. Der Transistor, vor allem wenn es ein bipolarer ist, braucht jedoch u.U. einige µs um abzuschalten. In einem primär getakteten Netzteil könnte es dann passieren, dass bereits die volle Netzgleichspannung von min. 300 Volt am Transistor anliegt, während immer noch für einige µs der maximale Kollektorstrom fließt. Dies führt über kurz oder lang zwangsläufig zur Zerstörung des Schalttransistors. Darüber hinaus verursachen Sättigungseffekte große Verluste im Kern des Wandlertrafos, die bei größeren Trafos auch zur Überhitzung des Kernes führen können. Natürlich könnte man Trafo und Transistor soweit überdimensionieren, dass der Trafo keinesfalls in die Sättigung kommt und der Transistor noch genügend Reserven hat. Bei höheren Wandlerleistungen ist das aber aus Kostengründen nicht vertretbar. Es gibt grundsätzlich zwei Möglichkeiten die Dauer der Flussphase sicher zu überwachen: Einmal kann man die Einschaltdauer mit einem Zeitglied steuern. Bei bekannter Betriebsspannung und bekannten Trafodaten lässt sich die maximal zulässige Einschaltdauer leicht ausrechnen. Wie man den maximalen Strom und die Induktivität von Trafospulen berechnet, habe ich bereits in Kapitel 1.7n ausführlich behandelt. Ist beides bekannt, lässt sich der Stromanstieg nach der Formel dI/dt = U_e/L berechnen. Z.B. würde bei einer Induktivität L der Primärspule von 600 µH und einer Betriebsspannung Ue von 300 Volt der Stromanstieg 0,5 Ampere/µs betragen. Verträgt die Primärspule z.B. 5 Ampere, darf die Dauer der Flussphase maximal 10 µs betragen. Die Regelung würde dann die Flussphase nach Bedarf verkürzen. Eine solche Regelung mit diskreten Bauteilen aufzubauen ist jedoch schon etwas aufwendiger und deshalb heute nicht mehr üblich. Ein weit verbreiteter integrierter Regler-IC zur Ansteuerung bipolarer Transistoren, der nach diesem Prinzip funktionierte, war der TDA 4601 von Siemens. Da dieser Baustein inzwischen veraltet ist und nicht mehr eingesetzt wird, möchte ich nicht näher darauf eingehen. Der Nachfolgetyp TDA 4605, der nach dem gleichen Prinzip funktioniert und zur Ansteuerung von MOSFETs und IGBTs geeignet ist, ist dagegen noch aktuell. Zunächst will ich aber noch bei den bipolaren Transistoren bleiben.
Eine andere Methode der Überwachung der Einschaltdauer ist die direkte Messung des Kollektorstromes. Der Strom lässt sich am einfachsten mit einem Widerstand im Emitter messen. Zwar wird die Messung des Kollektorstromes am Emitter durch den Basisstrom etwas verfälscht, das ist aber unerheblich, weil der Basisstrom selbst bei Hochvolttransistoren selten mehr als 10% des Emitterstromes ausmacht. Dafür hat man den Vorteil, dass die gemessene Spannung am Emitterwiderstand bezüglich der primären Versorgungsmasse anliegt. Leider handelt man sich mit diesem Widerstand eine zusätzliche Verlustspannung von bis zu 0,7 Volt ein. Da diese Methode aber vorwiegend bei höheren Betriebsspannungen angewendet wird, fällt dieser Verlust nicht ins Gewicht.

Bild 7.3 A Sperrwandler mit direkter Strommessung. Primär oder sekundär geregelt

Zwei solche Wandler sind in Bild 7.3 A zu sehen. Die Rückkopplung erfolgt wieder durch eine Koppelspule über C 2 und R 2. R 1 ist ein Anlaufwiderstand, der C 2 nach dem Einschalten soweit auflädt, dass T 1 im Verstärkerbetrieb arbeitet. Ist der Wandler angeschwungen und T 1 durchgeschaltet, steigt der Strom in der Primärspule linear an. Dieser Strom ist etwa gleich dem Emitterstrom, der durch R 4 fließt. An R 4 fällt dann eine linear ansteigende Spannung ab. Da im Optokoppler oder der Zenerdiode noch kein Strom fließt, liegt an R 3 und C 4 noch keine Spannungsdifferenz an. Die Spannung an R 4 geht deshalb unverändert an die Basis von T 2. Bei einem Wert von 0,47 Ω für R 4 bedeutet dies, dass T 2 bei einem Strom von ca. 1,5 Ampere zu leiten beginnt und den Basisstrom von T 1 abzieht. Irgendwann beginnt also T 1 zu sperren, sodass dessen Kollektorspannung ansteigt. Mit dem Anstieg der Kollektorspannung sinkt auch die Spannung in den Spulen und kehrt schließlich ihr Vorzeichen um. Wenn jetzt der Kollektorstrom wieder abfällt, sperrt T 2 zwar wieder, aber T 1 bekommt über C 2 und R 2 eine negative Basisspannung und bleibt deshalb gesperrt. Die Steuerung der primären Energiezufuhr lässt sich jetzt dadurch realisieren, dass man an C 4 eine Gleichspannung anlegt. Diese Spannung addiert sich zu der Spannung, die an R 4 abfällt. Je höher die Spannung an C 4 ist, desto kleiner ist der Emitterstrom, der T 2 durchschalten lässt und damit die Flussphase vorzeitig beendet. Diese Betriebsart eines Sperrwandlers, bei der die Regelung direkt am tatsächlich gemessenen Primärstrom ansetzt, wird englisch auch Current-Mode bezeichnet.
Bei der primärseitigen Regelung (Bild 7.3 A links) muss die während der Sperrphase in der Koppelspule induzierte Spannung gemessen werden. Diese Spannung ist ein ungefähres Maß für die Höhe der Ausgangsspannung. Um möglichst genau messen zu können, sollte die Koppelspule nicht direkt auf der Primärspule sitzen. Sinnvoller ist es z.B. die Sekundärspule zwischen Primär- und Koppelspule anzuordnen.
Ein Problem bei dieser Schaltung ist, dass während der Flussphase aus der Koppelspule eine positive Basisspannung benötigt wird und die während der Sperrphase gleichgerichtete Spannung auch positiv sein muss. Normalerweise braucht man dazu eine weitere Hilfsspule. Mit einem Trick lassen sich aber beide Spannungen aus nur einer Spule gewinnen. Die Gleichrichterdiode D 2 und die Koppelspule werden einfach vertauscht, was bei einer Serienschaltung ja erlaubt ist. Die Koppelspule ist dann direkt mit dem Pluspol von C 3 verbunden, an dem jetzt die während der Sperrphase induzierte Spannung der Koppelspule anliegt. Am anderen Spulenende liegt aber immer noch die Wechselspannung an, die T 1 während der Flussphase die positive Basisspannung liefern soll. Zwar ist dieser Wechselspannung noch die Gleichspannung an C 3 überlagert, das ist aber unerheblich, weil ja sowieso noch ein Koppelkondensator vor der Basis von T 1 liegt. Die Spannung an C 3 kann nun zur Regelung der Ausgangsspannung benutzt werden. Über den Spannungsteiler R 6 - P gelangt die Spannung an C 3 auf die Zenerdiode ZD. Liegen dort über 6,2 Volt an, baut sich an C 4 eine Spannung auf, die die Energiezufuhr drosselt. Da bereits ca. 0,6 Volt an C 4 reichen, um die Leistung praktisch auf null herunterzufahren, ist eine relativ gute Ausregelung zu erwarten.
Bei vielen Anwendungen ist eine primärseitige Regelung zu ungenau. In Bild 7.3 A rechts ist deshalb eine sekundärseitige Regelung zu sehen. Dabei wird die tatsächlich vorhandene Ausgangsspannung gemessen. Mit dem Spannungsteiler R 7 - P - R 8 wird die Ausgangsspannung auf 2,5 Volt heruntergeteilt und auf den Eingang eines Shunt-Regler vom Typ TL 431 gegeben. Die Funktion diese Bauteiles habe ich bereits in Kapitel 3 ausführlich behandelt. Sobald die Sollspannung am Ausgang, bzw. die 2,5 Volt am Reglereingang vorhanden ist, beginnt der Regler zu leiten und einen Strom durch die LED des Optokopplers fließen zu lassen. Wenn der Fototransistor des Optokopplers leitet, fließt ein Strom vom Elko C 3 auf C 4. Mit dem LED-Strom lässt sich also die Spannung an C 4 und damit die Energiezufuhr des Wandlers steuern. Da C 3 bei dieser Schaltung auch während der Flussphase geladen werden darf, kann hier die Koppelspule direkt mit Masse verbunden werden.
Zum Abfangen der Energie aus der Streuinduktivität habe ich diesmal eine andere Schaltungsvariante mit den Bauteilen R5 - C 5 - D 3 gewählt, aber dazu später mehr.
Zu beachten ist bei selbstschwingenden Sperrwandlern auch, dass sie immer mit einer minimalen Last betrieben werden. Ohne Last würde die Regelung die Energiezufuhr auf ein Minimum reduzieren. Die Flussphase würde sich stark verkürzen. Da dann nur sehr wenig Energie im Trafo gespeichert wird, ist sie auch wieder sehr schnell aufgebraucht, was eine ebenfalls sehr kurze Sperrphase zur Folge hat. Als Endergebnis erhält man eine sehr hohe Schwingfrequenz, die zu hohen Schaltverlusten im Transistor führen und diesen u.U. sogar zerstören kann.
Grundsätzlich sind bipolare Transistoren für den Bau von Sperrwandlern eigentlich nicht so gut geeignet. Sperrwandler haben den Nachteil, dass der Schalttransistor zum Zeitpunkt des maximalen Stromes abschalten muss und die Spannung danach sehr schnell ansteigt. Das verursacht natürlich relativ hohe Schaltverluste, was dem Wirkungsgrad des Wandlers nicht gerade zugute kommt. Einfache selbstschwingende Sperrwandler lassen sich auch mit MOSFETs aufbauen. Diese verursachen bei höheren Schaltfrequenzen geringere Schaltverluste. In Bild 7.3 B sind zwei mit MOSFETs aufgebaute selbstschwingende Wandler zu sehen. Die Schaltungen sind denen aus Bild 7.3 A sehr ähnlich.

Bild 7.3 B Einfache selbstschwingende Sperrwandler mit MOSFETs

Da der Steuerstrom von MOSFETs sehr gering ist, entsteht in R 2 kaum noch Verlustwärme. Außerdem begrenzt eine Zenerdiode ZD 1 die Gatespannung auf 12 Volt. Ansonsten sind die Schaltungen nahezu identisch. Wegen der geringen Steuerleistung der MOSFETs kann die Spannung der Hilfswicklung problemlos etwas höher gewählt werden, um die Rückkopplung zu verbessern. Die angegebenen Schalttransistoren halten Sperrspannungen bis 800 Volt aus. Gelingt es die Schaltung so zu dimensionieren, dass die Drain-Spitzenspannung immer deutlich unter 600 Volt bleibt, können auch die leistungsfähigeren 600-Volt-Typen, wie z.B. IRFBC40 verwendet werden.
Zur Erzielung besserer Wirkungsgrade werden Sperrwandler mit höheren Leistungen heute nur noch mit MOSFETs oder IGBTs in Verbindung mit integrierten Ansteuer-ICs gebaut. Inzwischen gibt es auch schon vollintegrierte Lösungen, die aber z.Zt. noch nicht für höhere Leistungen zu haben sind. Für primär getaktete Netzteile mit kleinen bis mittleren Leistungen hat sich ein IC zum absoluten Standard etabliert: Der UC 3842 oder wie auch immer er von den zahlreichen Herstellern genannt wird. Im Gegensatz zu den bisher behandelten freischwingenden Sperrwandlern ist beim UC 3842 ein Oszillator mit fester Schwingfrequenz eingebaut. Das hat den Vorteil, dass bei geringer Last die Schaltfrequenz nicht hochläuft. Die Sperrphase wird dann einfach durch eine Totzeit künstlich verlängert. In Bild 7.3 C habe ich die verschiedenen Phasen des Sperrwandlers mit variabler und fester Schaltfrequenz dargestellt.

Bild 7.3 C Die Phasen des freischwingenden und des Festfrequenz-Sperrwandlers

Die Kollektor-Emitter-, bzw. die Drain-Source-Spannung des Schalttransistors hat in etwa den in Bild 7.3 C dargestellten Verlauf. Zunächst beginnt die Flussphase (1), in der die Eingangsspannung direkt auf die Primärspule geschaltet wird. Der Primärstrom steigt dabei linear an und die Energie wird im Trafo gespeichert. Danach kommt die Sperrphase, die sich in bis zu drei Phasen unterteilt. Unmittelbar nachdem der Transistor sperrt, steigt die Spannung auf einen Maximalwert an, der in Form eines kleinen Höckers (Phase 2) in der Kurve zu sehen ist. Hier addiert sich zu der erwünschten Induktionsspannung der Hauptinduktivität die unerwünschte Induktionsspannung der Streuinduktivität. Mit dem Dämpfungsglied D 2 - R 5 - C 5 wird diese Spannung auf für den Transistor ungefährliche Werte begrenzt, wobei die in der Streuinduktivität gespeicherte Energie in R 5 in Wärme umgesetzt wird. Nach dem Höcker beginnt eine Plateauphase (3), in der die Spannung eine Weile konstant ist. In dieser Phase wird der Hauptanteil der im Trafo gespeicherten Energie in den Ausgangs-Siebelko übertragen. Sobald die Energie im Trafo aufgebraucht ist, bricht die Induktionsspannung zusammen. Beim selbstschwingenden Sperrwandler leitet dies die nächste Flussphase ein. Beim Festfrequenz-Sperrwandler folgt jetzt noch eine Totzeitphase (4). Da die Schaltfrequenz durch den Oszillator vorgegeben ist, kann die nächste Flussphase erst wieder nach Ablauf der Periodendauer einsetzen. Bis das passiert, sind alle Leistungshalbleiter inaktiv und der Trafo bleibt sich selbst überlassen. Da bis zum Ende der Plateauphase (3) noch eine Induktionsspannung an den Spulen anlag, ist jetzt in den parasitären Kapazitäten aller beteiligten Halbleiterbauteile und des Trafos immer noch eine geringe Energiemenge gespeichert. Diese Kapazitäten bilden zusammen mit der Induktivität des Trafos einen Schwingkreis, der bis zum Beginn der nächsten Flussphase frei ausschwingen kann. Je stärker die Belastung des Wandlers ist, desto länger werden Fluss- und Plateauphase; dementsprechend verkürzt sich die Totzeit mit zunehmender Belastung. Der Wandler muss so dimensioniert sein, dass die Totzeit bei Volllast nicht ganz verschwindet. Dies ist wichtig, damit der Primärstrom am Anfang der Flussphase immer ab null ansteigt. Wäre dies nicht der Fall, würde sich die nächste Flussphase wegen des schon vorhandenen Anfangsstromes verkürzen. In den dann folgenden Flussphasen würden nochmals andere Anfangsbedingungen zu noch anderen Einschaltzeiten führen. Kurzum, es wäre dann keine stabile Regelung und auch keine stabile Schwingung mehr möglich. Abhilfe schafft hier eine kleine Zusatzschaltung, die sog. Slope-Compensation, mit der die Sägezahnspannung des Oszillators auf Pin 3 des 3842 aufmoduliert wird. Der Wandler würde dann im PWM-Modus arbeiten, bei dem auch ein Anfangsstrom bei Beginn der Flussphase zulässig ist. Darauf gehe ich aber erst später ein. Der 3842 arbeitet normalerweise im Current-Mode, bei dem die Dauer der Flussphase über den Strom in der Primärspule gesteuert wird. Im PWM-Mode, wie er auch bei den Wandlern mit Speicherdrosseln üblich ist (siehe Kapitel 6), wird nur das Tastverhältnis gesteuert. Der Current-Mode hat den Vorteil, dass die Regelung gleichzeitig auch einen Überlastungsschutz darstellt und der Wandler dadurch besonders einfach aufgebaut ist. Außerdem wirkt die Regelung direkt auf die Energiezufuhr, wodurch der Regelkreis prinzipiell stabiler ist als bei einem PWM-Regler.
In Bild 7.3 D ist die einfachste Version eines mit dem 3842 betriebenen Wandlers zu sehen. Der Wandler ist deshalb wieder mit einer primärseitigen Regelung ausgestattet.

Bild 7.3 D primärseitig geregelter Sperrwandler mit fester Schaltfrequenz

Zunächst braucht der UC 3842 eine Betriebsspannung um überhaupt anlaufen zu können. Dazu wird der Betriebsspannung über R 1 ein kleiner Anlaufstrom (ca. 3 mA) zugeführt. Dieser ist natürlich viel zu niedrig um das IC im Normalbetrieb am Laufen zu halten. Deshalb ist im IC ein Unterspannungsdetektor integriert, der die Funktionen des IC abschaltet, bis dessen Betriebsspannung ca. 16 Volt erreicht hat. Solange alle Funktionen abgeschaltet sind, braucht der 3842 nur sehr wenig Strom, sodass sich der Elko C 6 ungehindert bis auf 16 Volt aufladen kann. Hat der 3842 erst einmal eingeschaltet, bleibt er in Betrieb, bis die Spannung wieder auf ca. 9 Volt gesunken ist. C 6 bestimmt dann, wie lange das IC in Betrieb bleibt. Bevor die Spannung zu niedrig wird, muss das IC anderweitig versorgt werden. Dazu wird eine Hilfswicklung im Trafo benötigt. Während der Sperrphase lädt die Hilfswicklung über D 1 den Elko C 6 auf. Ist der Wandler also einmal angelaufen, steht aus der Hilfswicklung genügend Betriebsstrom zur Verfügung, um das IC im Normalbetrieb zu versorgen. Die Hilfswicklung dient auch gleichzeitig wieder zur Messung der Induktionsspannung während der Sperrphase, die dann an C 6 anliegt. Diese Spannung wird mit dem Spannungsteiler R 8 - P - R 9 auf 2,5 V heruntergeteilt. Der 3842 hat an Pin 2 den invertierenden Eingang eines Regelverstärkers, dessen nicht invertierender Eingang intern mit einer Referenzspannung von 2,5 V verbunden ist. Die Einschaltdauer wird also so gesteuert, dass sich am Ausgang des Spannungsteilers R 8 - P - R 9 eine Spannung von 2,5 Volt einstellt. Die Schaltung sollte so dimensioniert sein, dass sich eine Betriebsspannung von 12-15 Volt einregelt. Keinesfalls dürfen es mehr als 20 Volt sein, da sonst am Ausgang die maximale Gatespannung für den Schalttransistor überschritten werden könnte.
Dieser Wandler ist relativ unempfindlich gegen Überlastung. Bei Überlastung sinkt die Induktionsspannung im Trafo während der Sperrphase und damit auch die aus der Hilfswicklung gewonnene Betriebsspannung. Wird die Spannung infolge von Überlastung zu gering, schaltet der Unterspannungssensor des 3842 einfach wieder ab. Durch den von R 1 verursachten Anlaufstrom beginnt der Wandler nun periodisch sich wiederholende Startversuche. Solange die Überlastung noch vorhanden ist, kann die Hilfswicklung die Betriebsspannung des 3842 nicht aufrecht erhalten und das IC schaltet sofort wieder ab, wenn sich C 6 auf unter 9 Volt entladen hat. Dabei ist zu beachten, dass auch ein zu großer Ausgangssiebelko C 7 diesen Effekt verursachen kann. Wenn die Spannung an C 6 auf unter 9 Volt sinkt, bevor C 7 ausreichend geladen wurde, schaltet der Wandler ab. Bis C 6 wieder genügend Spannung für den nächsten Startversuch gewonnen hat, ist C 7 durch die Ausgangslast längst entladen. Hier gibt es zwei Möglichkeiten der Abhilfe: Einmal kann man C 6 sehr groß wählen, damit er sich nicht schneller entlädt, als sich C 7 aufladen kann. Die andere Möglichkeit wäre, die Last erst zuzuschalten wenn der Wandler richtig angelaufen ist. Die Spannung an C 7 würde sich dann u.U. erst nach mehreren Startversuchen aufbauen. Wegen der hohen Schaltfrequenz kann der Ausgangselko aber relativ klein ausfallen, und es sollten keine derartigen Probleme auftauchen.
Wird am Ausgang eine stabile Spannung benötigt, muss wieder eine sekundärseitige Regelung der Ausgangsspannung eingesetzt werden. In Bild 7.3 E ist ein sekundärseitig geregelter Wandler zu sehen. Wie man sieht, ist der sekundärseitige Teil der Schaltung mit dem aus Bild 7.3 A auf Seite 3 völlig identisch. Dieser Schaltungsteil ist grundsätzlich für alle sekundärseitig geregelten Wandler geeignet. Bei Ausgangsspannungen über 24 Volt muss ggf. noch eine Niedervoltversorgung für den TL 431 vorgesehen werden.

Bild 7.3 E Festfrequenz-Sperrwandler mit sekundärseitiger Spannungsregelung

Da die Regelung jetzt sekundärseitig erfolgt, wird der Regelverstärker des 3842 nicht mehr benötigt. Der Eingang Pin 2 kann auf Masse gelegt werden. An Pin 1 ist noch der Ausgang des Regelverstärkers zugänglich. Die Flussphase lässt sich verkürzen, indem Pin 1 mit einem Strom auf Masse gezogen wird. Deshalb lässt sich der Optokoppler direkt zwischen Pin 1 und Masse anschließen. In dieser Minimalkonfiguration sind dann auf der Primärseite nicht mehr viele Bauteile nötig.
Wenn der Wandler mit sehr geringer Last betrieben wird, kann die Einschaltdauer nicht mehr weiter verkürzt werden. Stattdessen wird der Steuerimpuls für den MOSFET von der Regelschaltung ganz unterdrückt. Erst wenn die Ausgangsspannung wieder unter ihren Sollwert gesunken ist, setzt der Betrieb wieder kurzzeitig ein, bis die Ausgangs-Sollspannung wieder überschritten wurde. Dies ist eine Art kontrollierte Regelschwingung, auch Burst-Modus genannt, die den Stromverbrauch des Wandlers bei Minimallast drastisch reduziert. Wichtig ist dabei, dass die Betriebsspannung des UC 3842 an C 6 immer über 11 Volt bleibt. Sonst könnte es passieren, dass der IC ganz abschaltet und unter bestimmten Lastbedingungen die Ausgangsspannung periodisch stark einbricht.

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