11. Sinus- und Trapezwandler

Ein großer Nachteil der meisten Wandler sind die steilen Flanken an den Trafospannungen, die nicht nur Funkstörungen, sondern auch hohe Schaltverluste in den Transistoren verursachen. Gelingt es, mit (fast) sinusförmigen Spannungen zu arbeiten, kann man so gleich zwei Fliegen mit einer Klappe schlagen; sinusförmige Spannungen haben (fast) keine Oberwellen und die Anstiegsgeschwindigkeiten sind mäßig. Die einfachste Methode, sinusförmige Spannungen zu erzeugen, ist ein Parallelschwingkreis aus Primärspule und einem Kondensator. Ansonsten kann so ein Wandler ähnlich wie ein selbstschwingender Sperrwandler aufgebaut werden. Sinnvollerweise ist ein Sinuswandler selbstschwingend, damit er immer genau mit der Resonanzfrequenz des Schwingkreises schwingt. Ein weiterer Vorteil des Sinuswandlers ist auch der Wegfall der Streufeldentsorgung. Die Streufeldenergie wird immer wieder in den Schwingkreis zurückgeführt. Bei einfachen Wandlern kann man selbst bei Netzbetrieb auf die Regelung verzichten, da der Parallelschwingkreis Amplitude und Frequenz stabilisiert. Wenn der Sinusform durch die Energiezufuhr und/oder durch sekundärseitige Gleichrichter stark verzerrt, bzw. abgeplattet ist, sieht der Spannungsverlauf eher trapezförmig aus. In solchen Fällen spricht man dann eher von Trapezwandlern. Gemeinsam ist diesen Wandlertypen, dass der Schalttransistor ein- und ausschaltet, während die Spannungsdifferenz am Transistor nahezu null beträgt. Sinus- und Trapezwandler gehören demzufolge zu den ZVS-(Zero-Voltage-Switching)-Resonanzwandlern.
Auch Sinuswandler können als Eintakt- oder als Gegentaktwandler aufgebaut werden. Eintaktwandler können sehr einfach aufgebaut sein, sind aber nicht so gut für hohe Leistungen geeignet. Damit der Eintaktwandler stabil schwingt, muss die Blindleistung im Vergleich zur Ausgangsleistung relativ hoch gewählt werden. Bei hohen Leistungen kann sich daraus schon ein Kosten- und Platzproblem ergeben. Außerdem muss der Schalttransistor überdimensioniert werden, damit er in der Anlaufphase, wenn der Schwingkreiskondensator noch ungeladen ist, nicht überlastet wird.
Gegentakt-Sinuswandler, speziell der Royer-Oszillator, lassen sich dagegen, ähnlich wie ZCS-Resonanzwandler, für beliebig hohe Leistungen aufbauen.

11.1 Eintakt-Sinuswandler
Wie schon bei den Sperrwandlern ist auch der Niedervolt-Sinuswandler besonders einfach aufgebaut. In Bild 11.1 A ist ein solcher mit Niederspannung betriebener Wandler zu sehen. Der Anlaufwiderstand R 1 lädt C 3 auf, bis ein Basisstrom fließt. Der Transistor arbeitet dann im Verstärkerbetrieb und der Wandler beginnt aufgrund der Rückkopplung zu schwingen. Die Basis-Emitter-Diode von T 1 lädt C 3 mit einer negativen Spannung auf, sodass nur die oberste Spitze der rückgekoppelten Sinusspannung T 1 durchschalten kann. Dies passiert genau in dem Moment, wenn auch die Kollektor-Emitter-Spannung gerade null ist. Durch den Kollektorstrom wird die Sinusspannung am Schwingkreis leicht abgeplattet. Je höher der Sättigungsstrom von T 1 im Verhältnis zum Blindstrom des Schwingkreises ist, desto stärker ist die untere Abplattung und desto höher wird die Spannungsspitze der oberen Halbwelle. Bei der Dimensionierung ist darauf zu achten, dass diese Spannungsspitze nicht die maximale Sperrspannung von T 1 überschreitet. Die Rückkopplungswicklung muss so bemessen sein, dass der Spitze-Spitze-Wert der hier induzierten Spannung maximal etwa 6 Volt beträgt. Höhere Werte würden zu einer unzulässig hohen Basis-Emitter-Sperrspannung in T 1 führen.

Bild 11.1 A Niedervolt-Sinusgenerator ungeregelt

Bild 11.1 B Hochvolt-Sinusgenerator ungeregelt

Etwas mehr Aufwand muss man bei netzbetriebenen Sinuswandlern treiben, um einen sicheren Betrieb des Schalttransistors zu gewährleisten. In Bild 11.1 B ist ein Sinuswandler für eine Betriebsspannung von etwa 300 Volt zu sehen. Wichtig ist eine definierte Strombegrenzung, die aus T 2 und R 4 besteht und bei etwa 0,6 Ampere anspricht. Diesen Strom benötigt man auch, um die maximale Kollektor-Emitter-Spannung auszurechnen. Bei einem relativ unverzerrten Sinus liegt sie bei etwa 2 Ue. In diesem Fall wären das etwa 600 Volt und ein gängiger 1000-Volt-Transistor würde völlig ausreichen. Das gilt ebenso für D 3; hier reicht dann z.B. eine BY 399. Bei stark verzerrter Sinusspannung kann die Spannung wesentlich höher werden. Um die maximale Spannung auszurechnen, kann man den Energieerhaltungssatz anwenden. Da sich zum Abschaltzeitpunkt von T 1 die Spannung an C₂ nicht ändert, fließt auch kein Lade/Entladestrom und der Kollektorstrom fließt direkt in die Spule. Wenn T 1 bei einem Strom von Ic = 0,6 A abschaltet, befindet sich im Schwingkreis die Energie

W_ges = 1/2 C₂U_e² + 1/2 LI_c² , wobei L die Induktivität der Primärspule ist.

Im Spannungsmaximum befindet sich diese Energie vollständig in C₂. Nach dem Energieerhaltungssatz gilt W_ges = 1/2 C₂U_e² + 1/2 LI_c² = 1/2 CU_c² → C₂U_e² + LI_c² = C₂U_c² → U_c = √(U_e² + I_c² L/C₂) .

An T 1 liegt im Maximum die Summe aus Betriebsspannung Ue und Ladespannung Uc U_CE = U_e + U_c an. Somit ergibt sich als Spitzenspannung am Transistor

U_CE = U_e + √(U_e² + I_c² L/C₂) . Wenn ich nun L mit 1 mH annehme, komme ich mit den Werten aus Bild 11.1 B auf rund 613 Volt und eine Schwingfrequenz von ca. 23 kHz. Die Sinusspannung ist demzufolge auch nur leicht verzerrt. Zu beachten ist, dass selbst im Leerlauf im Schwingkreis ein effektiver Blindstrom von ca. 1,5 Ampere fließt. Kondensator und Primärspule müssen daher ausreichend belastbar sein. Der Einsatzbereich eines ungeregelten Sinuswandlers ist sehr vielseitig. Er reicht vom einfachen Hilfsspannungsgenerator bis zum elektronischen Vorschaltgerät für Gasentladungslampen. In letzterem Fall muss der Trafo eine so hohe Streuinduktivität haben, dass der Wandler kurzschlussfest wird. Die Hilfswicklung muss sich dicht bei der Primärspule befinden, damit der Wandler sauber schwingen kann.
Damit T 1 möglichst genau zu dem Zeitpunkt einschaltet, wenn die Kollektorspannung etwa null ist, benötigt man eine hohe Basis-Steuerspannung aus der Rückkopplungswicklung. Als sehr praktikabel hat sich ein Wert von ca. 30 V_SS erwiesen. Dies bedeutet allerdings, dass die Basisspannung bis auf - 30 Volt sinken kann. Damit die maximale Basis-Emitter-Sperrspannung von ca. 5 Volt nicht überschritten werden kann, wird im Emitter noch die Diode D 4 eingefügt. Wenn die Basis zu negativ wird, kann auch das Emitterpotential negative Werte annehmen, sodass die B-E-Sperrspannung nicht so groß wird.
Wenn die Schwingung weitgehend ungedämpft ist, fließt während der ersten Hälfte der Einschaltzeit von T 1 ein reverser Strom, mit dem ein Teil der im Schwingkreis gespeicherten Energie zurück in die Spannungsquelle wandert. In der zweiten Hälfte der Einschaltzeit fließt der Strom in die normale Durchlassrichtung von T 1 und führt die zuvor entnommene Energie wieder in den Schwingkreis. Wurde dem Schwingkreis an anderer Stelle Energie entnommen, ist die reverse Stromflussphase entsprechend kürzer. Die Diode D 3 nimmt den Reversstrom vollständig auf.
Die Diode D 2 im Kollektor sorgt dafür, dass während der Reversstromphase das Kollektorpotential nicht negativ wird. Das würde auch die Basisspannung herunterziehen und das Steuersignal stören.
Soll ein Sinuswandler als Schaltnetzteil eingesetzt werden, wird man meistens eine Regelung der Amplitude vorsehen. Schaltungstechnisch wird er ähnlich aufgebaut wie ein Sperrwandler. Der Wirkungsgrad ist i.d.R. deutlich höher als bei einem vergleichbaren Sperrwandler. Die Schaltverluste sind geringer, weil die Kollektorspannung nach dem Abschalten von T 1 nur langsam ansteigt und weil sie bereits null ist, wenn er einschaltet. Die Streufeldenergie bleibt im Schwingkreis und muss nicht entsorgt werden. Außerdem läuft die Frequenz im Leerlauf nicht hoch, was den Stromverbrauch bei geringer Last deutlich senkt. Die Amplitude der Sinusspannung kann nicht kleiner als Ue werden. Das schränkt den Regelbereich leider etwas ein. Die negative Halbwelle hat immer die konstante Auslenkung Ue. Je stärker die negative Halbwelle abgeplattet ist, desto höher wird die positive Halbwelle. Die Regelung ist also nur möglich, wenn auf der Sekundärseite die Halbwelle während der Sperrphase von T 1 gleichgerichtet wird. In Bild 11.1 C ist ein primärseitig geregelter Sinuswandler zu sehen.

Bild 11.1 C Primärseitig geregelter Hochvolt-Sinuswandler

Sobald die Betriebsspannung Ue anliegt, fließt über R 1 ein kleiner Strom in die Basis von T 3. Dieser Basisstrom von T 3 fließt dann über den Emitter auf C 5 und lädt diesen auf. Über die Rückkopplungswicklung W 3 gelangt die Spannung von C 5 über R 4 an die Basis von T 1. Sobald die Basisspannung an T 1 genügend hoch ist, beginnt dieser zu leiten und als Verstärker zu arbeiten. In diesem Zustand beginnt dann der Wandler zu schwingen. Durch die Gleichrichterwirkung der Basis-Emitter-Diode von T 1 beginnt C 5 sich negativ aufzuladen. Damit ein nennenswerter Basisstrom in T 1 fließen kann, muss der negativen Aufladung von C 5 entgegengewirkt werden. Dazu fließt ein Entladestrom über R 2, D 1 und T 3. Vorraussetzung dafür, dass der Strom durch T 3 fließen kann, ist der von R 1 kommende Basisstrom.
Stellvertretend für die Ausgangsspannung wird die negative Halbwelle der Basis-Steuerspannung für T 1 von D 5 gleichgerichtet und mit C 4 gesiebt. Wenn die Spannung an C 4 so groß wird, dass die Zenerdiode ZD zu leiten beginnt, wird der Basisstrom von T 3 abgezweigt, und er beginnt zu sperren. Dadurch kann sich C 5 etwas negativer aufladen, wodurch auch das gesamte Basis-Steuersignal etwas negativer wird. In T 1 fließt dann ein geringerer Basisstrom und der Sättigungsstrom wird auch geringer. Je niedriger der Sättigungsstrom ist, desto unverzerrter wird die Sinusspannung und desto niedriger wird die positive Halbwelle. So kann die Höhe der positiven Halbwelle geregelt werden. Sekundärseitig wird die positive Halbwelle gleichgerichtet und bestimmt daher die Höhe der Ausgangsspannung. Bei stärkerer Belastung wird auch die positive Halbwelle durch die Gleichrichterdiode D 6 abgeplattet. Die Schwingfrequenz wird dadurch niedriger und die Sinusspannung entartet eher zu einer Trapezform. Der Wandler arbeitet dann fast wie ein Sperrwandler. Mit den angegebenen Bauteilwerten lassen sich Ausgangsleistungen von 40-50 Watt erreichen. Soll der Sinuswandler sekundärseitig geregelt werden, braucht einfach nur der Fototransistor des Optokopplers parallel zu Zenerdiode ZD angeschlossen werden (Kollektor des Fototransistors an Basis von T 3). ZD kann im Prinzip auch entfallen, da die Ausgangsspannung durch die Strombegrenzung ohnehin begrenzt wird. Für die sekundärseitige Ansteuerung des Optokopplers ist eine der bereits bei den bisherigen Netzteilen verwendeten Standardregelschaltungen einsetzbar.
Natürlich kann man Sinuswandler auch mit MOSFETs aufbauen. Entsprechende Grundschaltungen habe ich im Bereich Schaltungstechnik/Oszillatoren beschrieben.

Eine interessante Anwendung des Trapezwandlers besteht in einem einfachen DC-DC-Wandler für hohe Eingansspannungen bis zu ca. 800 V. Solche Spannungen können z.B. in den Bereichen Photovoltaik, Elektroautos und natürlich in den Zwischenkreisen von 400-V-Drehstromnetzteilen vorkommen. Häufig werden dort Wandler mit hoher Leistung eingesetzt, die allerdings eine Hilfspannung geringer Leistung für die Steuerelektronik benötigen. In diesem Leistungsbereich setzt man normalerweise kleine Sperrwandler ein. Bei Eingangsspannungen bis zu 800 V ergeben sich da aber erhebliche Probleme. Zunächst bereitet die Beschaffung von MOSFETs ausreichender Spannungsfestigkeit einige Probleme. Zwar sind MOSFETs für Sperrspannungen bis zu 1500 V erhältlich. Diese sind aber relativ teuer und u.U. nicht immer kurzfristig beschaffbar. Weiterhin stört der hohe Rdson solcher Hochspannungs-MOSFETs. Erschwerend kommt hinzu, dass Sperrwandler nicht resonant schalten. D.h., die Energie der parasitären Kapazitäten muß bei jedem Einschaltvorgang im MOSFET verheizt werden. Da die in den parasitären Kapazitäten gespeicherte Energie mit dem Quadrat der Spannung wächst, ist alleine dieser Verlustanteil bei 800 V 6-7 mal so hoch wie beim Betrieb an normaler Netzspannung. Abhilfe schafft ein primärseitig ungeregelter Trapezwandler.

Bild 11.1 D sekundärseitig geregelter Hochvolt-Trapezwandler

Um den Wandler mit leicht erhältlichen Transistoren für Sperrspannungen bis 1000 V aufbauen zu können, werden beide Spulenenden der Primärspule geschaltet und jeweils mit einer Freilaufdiode auf den entgegengesetzten Pol der Betriebsspannung geklemmt. Das hat den Vorteil, dass Fluss- und Sperrphase gleichermaßen zur Energieübertragung in die Sekundärspule genutzt werden können. Selbstschwingende Wandler lassen sich besonders einfach mit bipolaren Transistoren aufbauen. Hierzu eignen sich die noch gut beschaffbaren Hochspannungs-Schaltransistoren vom Typ BUX85. Diese können bis zu 1000 V sperren, was bei dieser Topologie eine theoretische maximale Betriebsspannung von 1000 V zulassen würde. In der Praxis wird man im Interesse der langfristigen Betriebssicherheit aber eine Reserve einbauen und sollte den Wandler mit max. 800 V betreiben. In der Anlaufphase werden die Transistoren über die Anlaufwiderstände R2 und R4 vorgespannt, sodass die Transistoren in den Verstärkerbetrieb übergehen können. Beide Transistoren besitzen eine eigene Rückkopplungswicklung (W2 und W3), über die das in die Primärspule eingekoppelte Signal auf die Basen zurückgekoppelt wird. Somit kann eine Schwingung in der Resonanzfrequenz des Primärschwingkreises W1 und C3 einsetzen, bei der die Transistoren im Gleichtakt ein- und ausschalten. Nach der Anschwingphase gehen die Transistoren in den reinen Schaltbetrieb über. Die ursprüngliche Sinusschwingung wird dabei beidseitig stark abgeplattet, sodass die typische Trapezform entsteht. Während der Flussphase entsteht die Abplattung durch den Stromflus in den Schalttransistoren und während der Sperrphase durch die Freilaufdioden D3 und D4. Durch die Trapezform der Spulenspannung ist ein (quasi-)resonantes Schalten der Transistoren bei niedriger C-E-Spannung möglich. Dies erreicht man durch die Klemmung der rückgekoppelten Spannungen an den Basen der Schalttransistoren. Die B-E-Dioden der Transistoren wirken hier als Klemmdioden, die die Koppelkondensatoren C2 und C4 mit einer Gleichspannung aufladen, die so groß ist, dass die Transistoren genau dann leiten, wenn das Plateau der Trapezspannung (Flussphase) erreicht wird. Sobald die Trapezspannung das Plateau verlässt (Beginn der Sperrphase), werden die Transistoren sehr schnell wieder gesperrt, während die Trapezspannung nur langsam ansteigt. Die Transistoren produzieren daher nur geringe Schaltverluste, was einen relativ hohen Wirkungsgrad dieser Schaltung erlaubt.
Da die Anlaufwiderstände nicht genügend Basisstrom für den normalen Schaltbetrieb liefern, werden die Koppelkondensatoren über die Widerstände R3 und R5 belastet. Dieser Laststrom muß in der Flussphase über die Basen der Transistoren fließen und dient dem sauberen Durchschalten der Transistoren. Die Dioden D1 und D5 ermöglichen eine ungehinderte Aufladung der Koppelkondensatoren durch die Anlaufwiderstände R2 und R4 während der Anlaufphase. Die Emitterdioden D2 und D8 haben die gleiche Funktion wie in anderen bereits beschriebenen Sinuswandlern: Sie halten die recht hohe negative Basisspannung von der B-E-Diode fern, ohne die Schaltgeschwindigkeit der Transistoren zu mindern.
Der untere Schalttransistor T2 ist zusätzlich mit einer Strombegrenzung, bestehend aus D6, D7 und R6 versehen. So kann man ein kontrolliertes Ende der Flussphase vor Eintritt der Kernsättigung steuern. Sekundärseitig wird die Spannung mit einem Brückengleichrichter abgenommen. So können Sperr- und Flussphase zur Energieübertragung genutzt werden. Eine primärseitige Regelung der Ausgangsspannung ist so natürlich nicht möglich. Dazu dient hier beispielsweise ein nachgeschalteter Schaltregler vom Typ MC34063. Der maximale Ausgangsstrom des Wandlers liegt bei ca. 500 mA.
Zu beachten ist noch, dass die Widerstände R2 und R4 permanent einer Spannung von bis zu 800 V ausgesetzt sind. Hier sollte man spezielle Hochspannungswiderstände verwenden oder mind. vier Standardwiderstände in Serie schalten.
Besondere Beachtung verdient die Absicherung der Schaltung. Im Kurzschlussfall muß die Betriebsspannung zuverlässig von der Schaltung getrennt werden, was bei 800 V DC keineswegs einfach ist. Bei einfachen Glassicherungen würde der Draht zwar durchbrennen, der Strom aber über einen Lichtbogen weiterfließen. Je nach Innenwiderstand der Spannungsquelle kann dies zu verheerenden Verwüstungen in der Schaltung und in der näheren Umgebung mit erheblichem Verletzungsrisiko für anwesende Personen führen. Zwar kann der Widerstand R1 als Sicherungswiderstand verwendet werden, er ersetzt aber nicht eine ordnungsgemäße Absicherung der Betriebsspannung mit einer geeigneten Schmelzsicherung.

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