In vielen Bereichen werden Spannungswandler für bestimmte Zwecke optimiert und lassen sich dann nicht mehr klar in eine der bisher behandelten Gruppe der Standardwandler einordnen. In diesem Kapitel will ich solche Wandler zusammenfassen und beschreiben.

13.1 Hilfsspannungsgeneratoren in netzbetriebenen Geräten
Bereits bei den Schaltnetzteilen hat sich die Notwendigkeit einer niedrigen Betriebsspannung zur Steuerung der Leistungselektronik gezeigt. Aus Platz- und Kostengründen ist es oft nicht möglich, ein konventionelles Hilfsnetzteil in ein Gerät einzubauen. Wie bei den Schaltnetzteilen ist auch bei vielen anderen Anwendungen nicht einmal eine galvanische Netztrennung erforderlich. Wegen der hohen Spannungsdifferenz kommt ein Längsregler oder Vorwiderstand nicht in Frage. Bereits bei nur 10 mA Laststrom müssten dann bei Netzspannungen von 230 Volt 2-3 Watt in Wärme umgesetzt werden. Eine Steuerelektronik für Schaltnetzteile kann aber ohne weiteres auch mal 100 mA Strom aufnehmen. 50-Hz-Trafos sind meistens zu groß und ein Spartrafo bringt bei der hohen Spannungsdifferenz ebenfalls kaum Vorteile. Eine Hilfsspannungserzeugung mittels Phasenanschnitt habe ich bereits in Kapitel 4 beschrieben. Die älteste und bekannteste Methode, große Verlustleistungen zu vermeiden, ist die Verwendung von Blind-Vorwiderständen an der Netzwechselspannung. Da Netzdrosseln noch größer wären als Trafos mit gleichem Ausgangsstrom, kommen nur Kondensatoren als Vorwiderstände in Frage. Bei Ausgangsströmen über etwa 50 mA werden die aber ebenfalls sehr groß und teuer. Eine weitere Möglichkeit, kleinere Spulen und/oder Kondensatoren zu verwenden besteht darin, mit hohen Frequenzen zu arbeiten. Diese können entweder eigens dafür erzeugt werden oder einem Schaltnetzteil entnommen werden, nachdem es über einen Anlaufwiderstand gestartet ist. In Kapitel 6 Bild 6.1 M/N/O habe ich bereits einige sehr leistungsfähige Abwärtswandler für solche Anwendungen beschrieben. Außerdem sind auch die in anderen Kapiteln beschriebenen einfachen Wandler für solche Zwecke geeignet. Im nächsten Abschnitt möchte ich die Wandler in 50-Hz-Technik vorstellen.

13.1.1 Hilfsspannungserzeugung in 50-Hz-Technik
Wie ich bereits schrieb, kommen bei 50-Hz-Anwendungen nur kapazitive Blind-Vorwiderstände in Frage. In Bild 13.1.1 A ist die einfachste dieser Schaltungen zu sehen. Der Widerstand R dient nur der Einschaltstrombegrenzung um die Dioden zu schützen. Er hat einige 100 Ohm und ist damit so niederohmig, dass er gegenüber dem Blindwiderstand von C 1 kaum ins Gewicht fällt. Um den Ausgangsstrom zu berechnen nimmt man einfach an, dass C 1 pro Sekunde 50 mal von -Û auf + Û aufgeladen wird und dabei die Ladung Q = 2 C*Û über die Diode D 1 auf den Elko C 2 übertragen wird. Bei der Ladung von C 1 von +Û auf -Û wird die Ladung von der Diode D 2 gegen Masse kurzgeschlossen. Der mittlere Strom ergibt sich zu I = f * Q = 2 f * C * Û.
Zum Beispiel fließt bei Û = 320 Volt ( entspricht ca. 230 V~), f = 50 Hz und C = 0,47 µF ein Strom von ca. 15 mA. Wird der Schaltung weniger Strom entnommen, muss der überschüssige Strom mit einer Zenerdiode ZD abgeführt werden um die Ausgangsspannung zu begrenzen.

Bild 13.1.1 A Einweggleichrichter Bild 13.1.1 B Brückengleichrichter

Wenn man nun, wie in Bild 13.1.1 B zu sehen ist, den Blindstrom auf einen Brückengleichrichter gibt, werden beide Umladungen von C 1 als Ladung auf C 2 weitergegeben. Dadurch verdoppelt sich der Strom auf I = 4 f * C * Û. Leider muss bei dieser Schaltung die Ausgangsspannung potentialfrei gegenüber der Netzspannung sein. Zur Versorgung der Steuerelektronik, z.B. von Schaltnetzteilen, ist sie deshalb ungeeignet. Wenn eine Schaltung, die mit einem Netzgleichrichter versorgt wird, auch noch eine Hilfsspannung benötigt, muss die Wechselspannung direkt am Eingang des Brückengleichrichters abgenommen werden. Bezüglich des Minuspols des Gleichrichters, der die netzseitige Masse der zu versorgenden Schaltung darstellt, pendelt die Spannung am Eingang zwischen 0 und Û.

Bild 13.1.1 C Stromversorgung für Steuerelektronik

Wegen des geringeren Spannungshubes im Vergleich zu den beiden letzten Schaltungen ergibt sich ein Ausgangsstrom von nur I = f * C * Û. Zwar ist die Wechselspannungsbelastung von C1 ebenfalls geringer, trotzdem muss C 1 die volle Netzspannung Û vertragen. Bei gleichem Kondensator C 1 liefert die Schaltung also nur die Hälfte des Stromes wie in Bild 13.1.1 A und sogar nur ein viertel von dem in Bild 13.1.1 B. Außerdem ist noch zu beachten, dass der Brückengleichrichter von der Hauptlast belastet werden muss, da sich sonst am Eingang des Brückengleichrichters eine Gleichspannung bezüglich Masse aufbauen würde.

13.1.2 Hilfsspannungserzeugung mit hoher Arbeitsfrequenz
Da die benötigten Kapazitäten bei 50 Hz schnell unhandliche Ausmaße annehmen, wenn größere Stromstärken benötigt werden, ist es sinnvoll mit wesentlich höheren Frequenzen zu arbeiten. In Bild 13.1.2 A ist ein besonders einfacher HF-Generator für die Hilfsspannungserzeugung zu sehen. Eine Besonderheit besteht darin, dass nur eine einfache Drossel benötigt wird. Die Schaltung arbeitet als ein etwas abgewandelter Colpitts-Oszillator, der so beschaltet ist, dass der Schwingkreis auf Massepotential liegt. Die positive Halbwelle des Blindstromes in der Drossel wird dann einfach mit einer Diode auf C 4 ausgekoppelt. Eine Zenerdiode begrenzt die Ausgangsspannung auf ca. 15 Volt. Den eigentlichen Schwingkreis mit einer Resonanzfrequenz von ca. 50 kHz bilden die Drossel und C 3. C 2 bildet mit C 1 einen Spannungsteiler, der dafür sorgt, dass an der Basis des Transistors eine etwas größere Amplitude anliegt als am Emitter. C 1 ist nur ein Koppelkondensator, der die Gleichspannungsdifferenz zwischen Basis und Emitter überbrückt. R 2 liefert den Basisstrom und legt den Arbeitspunkt des Transistors beim Start des Oszillators fest. Der Widerstand R 3 übernimmt den Gleichstromanteil des Emitterstromes und sollte daher nicht größer sein als unbedingt nötig. Er muss jedoch relativ groß gegenüber dem Blindwiderstand von C 2 sein, der in diesem Fall bei etwa 15 Ohm liegt. R 1 ist nur ein zusätzlicher Sicherungswiderstand, der im Fehlerfall durchbrennen würde und verhindert, dass die Kondensatoren und die Drossel zerstört werden. Der Transistor wird so wenig belastet, dass er i.d.R. ohne Kühlkörper auskommt. Um die Blindstromverluste gering zu halten, sollte eine entsprechend hochwertige Drossel verwendet werden. C 3 muss ein Verlustarmer Kondensator vom Typ MKP, FKP oder FKC sein. Für C 2 reicht ein normaler Folienkondensator und für C 1 ein Keramik-Vielschichtkondensator. Die Schaltung ist dauerkurzschlussfest, da im Kurzschlussfall der Schwingkreis nur mit geringer Dämpfung schwingen würde. Der Ausgangsstrom errechnet sich genau wie bei der 50-Hz-Schaltung in Bild 13.1.1 A zu I = 2 f * C * Û mit Û = Uin und f = 1/(2π√(LC₃)) . Zusammengefasst ergibt sich dann I = U/π √(C₃/L)

Wird ein höherer Ausgangsstrom benötigt, kann man zwar die Schaltung so dimensionieren, dass der Blindstrom im Schwingkreis höher wird, ich empfehle aber, zunächst auch den kapazitiven Blindstrom mitzunutzen. In Bild 13.1.2 B ist eine solche bessere Blindstromausnutzung zu sehen. Im Prinzip wird einfach ein Brückengleichrichter in den Schwingkreis eingefügt, wodurch sich der Ausgangsstrom verdoppelt. Die Halbierung der Induktivität erhöht zusätzlich die Resonanzfrequenz und damit auch den Blindstrom. Der Ausgangsstrom errechnet sich dann zu I = 2U/π √(C₃/L) . C 5 sorgt während der Startphase dafür, dass die noch hochohmigen Dioden kapazitiv überbrückt werden und so der Schwingkreis geschlossen ist. Auf der Drosselseite ist das nicht nötig, weil durch den Gleichstrom in der Drossel eine Diode bereits leitend ist und dadurch das untere Ende der Drossel wechselstrommäßig auf Masse liegt. Ein Nachteil der beiden zuletzt beschriebenen Schaltungen besteht darin, dass die Energiezufuhr nicht regelbar ist. Bei geringer Ausgangsbelastung muss die überschüssige Leistung von der Zenerdiode ZD verheizt werden. Das wäre in Bild 13.1.2 B bereits rund 1 Watt Verlustleistung in der Zenerdiode. Mit zunehmender Ausgangsleistung wäre dann eine einfache Regelschaltung wünschenswert. In Bild 13.1.2 C habe ich den einfachsten Hilfsspannungsgenerator mit einer ebenfalls sehr einfachen Regelschaltung kombiniert. Die Transistoren T 2 und T 3 bilden einen Thyristor nach, der zündet, sobald an der Diode D 1 eine Spannung über 15 Volt anliegt. Während der positiven Halbwelle des Blindstromes durch die Drossel, fließt dieser durch D 2 und lädt C 4 auf. Während C 4 aufgeladen wird, steigt auch die Spannung an D 1 geringfügig an. Sobald die Ausgangsspannung über ca. 15 Volt steigt, führt der Spannungsanstieg während der Stromflussphase zur Zündung der Thyristor-Nachbildung T2/T3, die dann die Spannung an D 1 kurzschließt und den Blindstrom für die restliche Zeit der positiven Halbwelle übernimmt. Je höher die Ausgangsspannung ist, desto früher werden T2/T3 durchgeschaltet und desto geringer ist die Zeit, in der der Strom über D 2 zum Ausgang fließen kann. Während der negativen Halbwelle des Blindstromes ist dann genug Zeit für T 2 und T 3 um wieder zu sperren.

In Schaltnetzteilen mit Halbbrückenschaltung kann man natürlich auch die Rechteckspannung am Ausgang der Halbbrücke als Wechselspannungsquelle verwenden, wie in Bild 13.1.2 D zu sehen ist. Voraussetzung ist dann eine Anlaufschaltung, die das Netzteil startet, bis der Hilfsspannungsgenerator die Stromversorgung der Steuerschaltung übernehmen kann. Weiterhin ist es nötig, dass eine einigermaßen konstante Rechteckspannung an der Halbbrücke anliegt. Dies ist z.B. bei einem geregelten Flusswandler nicht der Fall. Bei geringer Last würde die Impulsbreite gegen null gehen, und der Hilfsspannungswandler könnte keine Leistung mehr abgeben. Bei Resonanzwandlern funktioniert das nur, wenn der Frequenzbereich genügend eingeschränkt und die Regelreserve genügend groß ist. Optimal funktioniert der Wandler jedoch, wenn er mit einem symmetrischen Rechteck mit konstanter Frequenz versorgt wird. Dann könnte man auch auf eine Regelung verzichten. Die Berechnung der Bauteile ist relativ einfach. C 1 dient nur der Entkopplung des Gleichspannungsanteiles, der an einer Halbbrücke immer anliegt und ist von seiner Größe her unkritisch. Er muss nur so groß sein, dass die Resonanzfrequenz des Serienschwingkreises, die er mit der Drossel Dr bildet, weit unterhalb der Arbeitsfrequenz liegt (> Faktor 10). Er sollte aber auch nicht unnötig groß sein, damit der Ladestromimpuls nicht zu groß wird. Der Widerstand R 1 begrenzt nur den Ladestrom von C 1 und ist ebenfalls unkritisch. Er sollte so klein sein, dass der Arbeitsstrom keine wesentliche Verlustleistung verursacht. Berechnet werden muss nur die Induktivität. Wenn die Wechselspannung symmetrisch rechteckförmig ist (±Ue/2), ist der Drosselstrom dreieckförmig. Innerhalb der positiven halben Periode der Rechteckspannung steigt der Drosselstrom von -Imax auf +Imax. Der Stromanstieg in der Drossel ist dI/dt = 0,5Ue/L. Multipliziere ich das mit der Zeit, die die Spannung konstant anliegt, habe ich die gesamte Stromänderung in einer halben Periode, also Imax- (-Imax) = 2 |Imax| = 1/2 U_e/L T/2 . Da der Strom in etwa linear steigt und fällt, lässt sich der mittlere Ausgangsstrom leicht berechnen. Eine halbe Periode fließt kein Strom zum Ausgang und die andere Hälfte steigt der Strom linear von null bis Imax und dann wieder auf null. Damit ist der Ausgangsstrom Ia = ¼ Imax. Es gilt dann

8I_a = 1/2 U_e/L T/2 bzw. T U_e/L → I_a = U_e/32fL .

Bei Ue = 300 Volt, f = 100 kHz und L = 1 mH würde die Schaltung dann einen Ausgangsstrom bis zu etwa 90 mA liefern.

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