6. Spannungswandler mit Speicherdrosseln

Dieser sehr wichtige und oft eingesetzte Wandlertyp benutzt eine sogenannte Speicherdrossel um Gleichspannungen umzusetzen. Der Begriff Speicherdrossel ist damit zu erklären, dass eine Spule, genau wie ein Kondensator, Energie in Form eines Stromes speichern kann (W = ½ LI²). Während der Kondensator die Energie in Form einer Spannung speichert (W = ½ CU² ) und durch einen Strom auf- oder entladen werden kann, wird die Spule durch die angelegte Spannung ge- bzw. entladen. Formal verhalten sich also Kondensator und Spule gleich, nur Spannung und Strom sind jeweils vertauscht. Im Vergleich zu den Wandlern mit geschalteten Kapazitäten haben diejenigen mit Speicherdrosseln den Vorteil, dass mit ihnen beliebige Teilungs- oder Vervielfachungsfaktoren erzielbar sind, die Ausgangsspannung geregelt werden kann und nur eine Drossel erforderlich ist. Der Wirkungsgrad solcher Wandler ist theoretisch 100% und erreicht praktisch fast immer über 80% .

6.1 Abwärtswandler mit Speicherdrosseln
Auch Tiefsetzsteller oder englisch Step-Down-Converter, Buck-Converter genannt. Abwärtswandler dürften wohl die am häufigsten eingesetzten Wandler mit Speicherdrossel sein. Sie können die verlustreichen linearen Spannungswandler ersetzen, ohne dass die übrige Schaltung geändert werden müsste. Wie bei den Linearwandlern ist die Ausgangsspannung immer kleiner als die Eingangsspannung. Dafür ist der Ausgangsstrom jedoch im Normalfall größer als der Eingangsstrom; eine logische Konsequenz der Energiebilanz bei einem hohen Wirkungsgrad. Für den Abwärtswandler benötigt man zunächst wieder einen Rechteckgenerator mit ausreichend hohem Ausgangsstrom. Im Grunde bilden die Speicherdrossel und der anschließende Siebelko nichts weiter als ein LC-Tiefpass, der den Gleichspannungsanteil der Rechteckspannung herausfiltert. Das Verhältnis der Ausgangsspannung zur Eingangsspannung ist dann identisch mit dem Tastverhältnis der Rechteckspannung.

Bild 6.1 A Der Auflade-

und der Entladezyklus der Speicherdrossel

mit Diode als Schalter

In Bild 6.1 A ist die prinzipielle Funktion des Abwärtswandlers zu sehen. Der Ausgang des Rechteckgenerators besteht aus zwei elektronischen Schaltern, die im Gegentakt den positiven und den negativen Pol der Eingangsspannung auf die Speicherdrossel schalten. Bei einer guten Dimensionierung der Drossel ist der Drosselstrom niemals null, fließt also immer in die eingezeichnete Richtung. Ist der obere Schalter geschlossen, erhöht sich der Drosselstrom in Abhängigkeit der "Ladespannung" Ue-Ua. Ist der untere Schalter geschlossen, liegt die Ausgangsspannung Ua mit umgekehrter Polarität an der Drossel an, wodurch sich der Drosselstrom wieder reduziert. Die Drossel wird dann sozusagen mit der "Entladespannung" -Ua entladen, während der Strom weiterhin in die gleiche Richtung fließt. Entfernt man den unteren Schalter, würde der Spulenstrom beim Öffnen des oberen Schalters eine hohe negative Spannung verursachen. Diese Spannung lässt sich auch mit einer Diode gegen den negativen Pol der Betriebsspannung kurzschließen. Der untere Schalter kann deshalb auch durch eine Diode ersetzt werden. Zur Reduzierung von Schaltverlusten wird man immer versuchen, eine Schottky-Diode zu verwenden. Das ist insbesondere dann wichtig, wenn Betriebsarten vorkommen, bei denen der obere Schalter einschaltet, wenn noch relativ viel Strom durch die Diode fließt. Der Generator braucht dann nur noch den oberen Zweig der Ausgangsstufe anzusteuern. Die Verwendung eines aktiven Schalters für den unteren Zweig ist nur sinnvoll, wenn bei niedrigen Ausgangsspannungen ein besonders hoher Wirkungsgrad erreicht werden soll, wenn auch bei niedriger Ausgangsbelastung keine Totzeiten mit undefinierten Werten für Drosselstrom und Spannung entstehen sollen (z.B.bei Wandlern ohne Regelung) oder wenn der Wandler bidirektional arbeiten soll, d.h., wenn zeitweise auch Leistung vom Ausgang zum Eingang übertragen werden soll.

Bei der Dimensionierung eines Abwärtswandlers ist zunächst eine Schaltfrequenz auszuwählen. Je höher die Frequenz ist, desto kleiner können Drossel und Elko ausfallen. Zu hohe Frequenzen verursachen jedoch Probleme mit der Entstörung und mit den Schaltzeiten der Bauteile. Zu niedrige Frequenzen können akustische Umweltverschmutzungen verursachen. Praktikabel sind Schaltfrequenzen zwischen 25 und 250 kHz. Für kleine Spannungen (unter 50 Volt) und kleine bis mittlere Leistungen gibt es ein reichhaltiges Angebot von Ringkern-Speicherdrosseln, die für die Abwärtswandler optimal geeignet sind. Diese Drosseln haben einen speziellen Pulverkern, der eine besonders hohe Sättigungsfeldstärke hat und wegen seiner relativ niedrigen Permeabilität keinen Luftspalt benötigt. Bei den handelsüblichen Speicherdrosseln wird die Strombelastbarkeit und die Induktivität im Katalog angegeben. Hier braucht man als Anwender nicht so viel berechnen. Leider verursachen Pulverkerne bei hohen Induktionsspannungen und hohen Schaltfrequenzen wesentlich höhere Verluste als Ferritkerne. Daher werden bei den entsprechenden Anwendungen häufig auch Speicherdrosseln mit Ferritkern und Luftspalt eingesetzt. Da Ferrit, genau wie Weicheisen, eine sehr hohe Permeabilität hat, ist die Berechnung von Ferritkerndrosseln genauso einfach wie bei den 50-Hz-Drosseln. Die Induktivität berechnet sich mit L ≈ μN²A/l, (μ₀ = 4π *10^-7Vs/Am, N Windungszahl, A, l Querschnittsfläche und Länge des Luftspaltes in m² und m ), wobei wieder die Einschränkung gilt, dass bei größeren Luftspaltlängen der tatsächliche Wert deutlich höher liegt. Ferritkerne mit eingebautem Luftspalt werden auch häufig mit einem A_L -Wert gekennzeichnet. Dieser Wert steht für Induktivität einer Windung auf diesem Kern. Die Induktivität einer Spule auf diesem Kern hat dann den Wert L = A_L N² . Der A_L -Wert hat den Vorteil, dass er alle Parameter des Kernes berücksichtigt und daher, im Gegensatz zur rein theoretischen Berechnung über den Luftspalt, eine recht genaue Berechnung der Induktivität erlaubt. Die maximale Stromstärke der Speicherdrossel errechnet sich dann ebenfalls genau wie bei der 50-Hz-Drossel mit I_max ≈ Bl/Nμ . Dabei ist zu beachten, dass die Sättigungsfeldstärke B des Ferrit bei nur etwa 0,4 Tesla liegt. Im Zweifelsfall gibt das Datenblatt des Herstellers genauere Auskunft. Auch hier erlaubt der A_L -Wert eine genauere Berechnung der maximalen Stromstärke I_max = Φ_max/NA_L . Der maximale magnetische Fluss Φ_max ergibt sich aus der Querschnittsfläche des Kernes und B_max » 0,4T. Mit einem Induktivitätsmessgerät lässt sich der A_L -Wert eines Kernes leicht bestimmen. Dazu legt man 10 Windungen eines isolierten Drahtes um den Kern und misst die Induktivität. Das Messgerät zeigt dann genau den 100-fachen A_L -Wert des Kernes an. Der A_L -Wert ist allerdings nur dann eine kernspezifische Konstante, wenn kein zusätzlicher Luftspalt eingefügt wird. Ein zusätzlich eingefügter Luftspalt verringert den A_L -Wert. 

Bei einer Minimaldimensionierung der Drossel geht der Strom während des Entladevorganges der Drossel fast auf null zurück um dann am Ende des Aufladezyklus etwa auf den doppelten Ausgangsstrom zu steigen. Der Drosselkern darf also beim doppelten Ausgangsstrom noch nicht in die Sättigung geraten.
Die minimale Induktivität der Spule hängt von der Schaltfrequenz f ab. Zur Berechnung geht man von dem ungünstigsten Extremfall aus, dass die Eingangsspannung sehr hoch ist und dass dementsprechend die Einschaltdauer des oberen Zweiges der Schaltstufe vernachlässigbar kurz gegenüber dem Entladezyklus der Speicherdrossel ist, der dann etwa der Periodendauer T=1/f entspricht. Im Idealfall sollte die Drossel so bemessen sein, dass bei minimaler zu erwartender Ausgangslast der Spulenstrom während einer Periode noch nicht ganz auf null zurückgeht. Da die Spannung an der Drossel während des Entladezyklus fast konstant ist, sinkt der Strom linear und die Entladezeit lässt sich einfach berechnen. So wie sich die Entladezeit T eines mit U_o geladenen Kondensators bei konstantem Entladestrom I mit T=U_o C/I ergibt, kann die Entladezeit der Spule analog mit der Formel T=I_o L/U berechnet werden. Dabei ist U die Ausgangsspannung U_a und I₀ der maximale Strom der Drossel, also etwa der doppelte Ausgangsstrom I_a. Hat man sich für eine bestimmte Drossel für den zu bauenden Wandler entschieden, kann die minimale Schaltfrequenz f nach der Formel f = 1/T = U_a/2I_aL berechnet werden. I_a ist der kleinstmögliche Ausgangsstrom im Normalbetrieb. Ist die Schaltfrequenz vorgegeben, muss die Induktivität mit L = U_a/2I_af berechnet werden. In der Praxis muss man davon ausgehen, dass die Induktivität der Drossel bei höheren Strömen durch Sättigungseffekte deutlich abnimmt. Da die Induktivität bei höheren Strömen aber kleiner sein darf, ist das kein Problem. Ist der mögliche Bereich des Ausgangsstromes sehr groß, lässt es sich kaum vermeiden, dass der Drosselstrom bei niedriger Last noch vor Ende des Entladezyklus abreißt. Die Folge ist dann eine leicht gedämpfte hochfrequente Schwingung, die sich zwischen dem Abrisspunkt des Stromes und dem vorgesehenen Ende des Entladezyklus bildet (Totzeit). Die Schwingfrequenz ergibt sich aus der Parallelschaltung der Induktivität mit den parasitären Kapazitäten von Schaltstufe und Drossel. Die Entstehung einer Totzeit hat die Nachteile, dass die Ausgangsspannung bei einer ungeregelten Steuerung der Schaltstufe stark lastabhängig wird und dass u.U. die Entstörung der Schaltung wegen der hochfrequenten Schwingung etwas aufwendiger wird. Die Entstehung der Totzeit lässt sich konstruktiv entweder durch einen aktiven Schalter im unteren Zweig der Schaltstufe oder durch Verwendung einer nichtlinearen Drossel vermeiden. Nichtlineare Drosseln kann man z.B. dadurch bauen, dass die Luftspaltlänge nicht über die gesamte Querschnittsfläche des Kernes gleich ist. Bei kleinen Strömen können die Feldlinien dann noch den Bereich des Spaltes durchlaufen, der sehr kurz ist. Die Induktivität ist dann noch relativ groß. Bei größeren Strömen geraten dann die Bereiche des Kernes, die den Spalt teilweise überbrücken, in die Sättigung. Die Feldlinien müssen dann auch auf die Bereiche größerer Spaltlängen ausweichen, wodurch sich die Induktivität wesentlich reduziert. Natürlich gibt es auch für diesen gebräuchlichen Wandlertyp eine Reihe von integrierten Bausteinen, die z.T., außer Elkos und Drossel, keine externen Bauteile mehr benötigen.

Relativ weit verbreitet und preiswert dürften inzwischen die Schaltregler aus der Simple-Switcher-Serie der Firma NSC sein. Diese gibt es in verschiedenen Leistungsklassen LM2574 (0,5A), LM2575 (1A) oder LM2576 (3A). Weitere werden sicher noch folgen. Diese Typen gibt es dann, jeweils erkennbar an den Endungen der Typenbezeichnungen, noch mit einstellbarer Ausgangsspannung oder mit verschiedenen Festspannungen. Außer der Drossel und den Elkos benötigen diese ICs noch eine externe Schottky-Diode. Ein Nachteil dieser ICs besteht darin, dass der Oszillator von außen nicht zugänglich ist und die Schaltfrequenz deshalb weder einstellbar noch synchronisierbar ist. Sie ist intern fest auf 52 kHz eingestellt. In den meisten Fällen dürfte das aber kein Problem darstellen.

Bild 6.1 B Einfache Step-Down-Regler mit IC und geringer Außenbeschaltung

In Bild 6.1 B auf der linken Seite ist die einfachste Ausführung eines integrierten Schaltreglers zu sehen. Neben den nicht integrierbaren Teilen (Spule und Elkos) wird nur noch eine Schottky-Diode benötigt. Der im Schaltbild angegebene Typ 1N 5822 hat eine maximale Sperrspannung von 40 Volt. Da die Sperrspannung der Diode mindestens so hoch sein muss wie die Eingangsspannung, sollte man bei mehr als 35 Volt am Eingang eine höhersperrende Diode verwenden. Der Spannungsregler hat einen Messfühlereingang, der die Ausgangsspannung fest auf +5 Volt regelt. Daneben gibt es noch andere Typen, erkennbar an der letzten Zahl in der Bezeichnung, die die wichtigsten Standardspannungen (3,3, 12 und 15 Volt) fest eingestellt haben.

Für eine saubere Regelung ist es noch wichtig, dass die Leitungen, die vom Ausgangselko zum IC gehen, möglichst stromlos sind. D.h., die Leitungen, in denen größere Ströme, vor allem Wechselströme, fließen, müssen separat zum Elko geführt werden. Im Schaltbild ist das durch eine entsprechende Leiterführung angedeutet. Auch die Leitungen für die Ausgangsspannung sollten separat direkt am Elko abgegriffen werden, da hier die Restwelligkeit am geringsten ist.
Außerdem sollten die Leitungen, in denen Wechselströme fließen, das sind die Verbindungsleitungen der IC Pins 1 und 2 des Eingangselkos und der Schottky-Diode, möglichst kurz sein. Dies ist vor allem bei hohen Ausgangsströmen von Bedeutung. Deshalb gehe ich ab Seite 6 (Bild 6.1 E) näher darauf ein.
Für den Fall, dass die gewünschte Ausgangsspannung nicht den verfügbaren Standardwerten entspricht oder regelbar sein soll, gibt es noch regelbare Versionen dieser Regler-ICs. Die Funktion der regelbaren Versionen ist völlig identisch mit der der fest eingestellten. Die Referenzspannung für den Spannungsfühlereingang ist mit 1,23 Volt jedoch sehr niedrig gewählt. Damit lässt sich die Ausgangsspannung bis auf 1,23 Volt herunterregeln. In Bild 6.1 B auf der rechten Seite ist so ein einstellbarer Abwärtsregler zu sehen. Der Spannungsteiler R 1, R 2 teilt die Ausgangsspannung auf 1,23 Volt herunter. Daraus errechnet sich die Ausgangsspannung zu Ua = 1,23V ( 1 + R 2/R 1 ). Für R 1 wird ein Wert zwischen 1 und 5 kΩ empfohlen.
Allerdings sind diese ICs noch nicht so lange auf dem Markt und es ist z.Zt. noch keine Standardisierung zu erkennen. Deshalb möchte ich mich neben diesen ICs auch mit Lösungen beschäftigen, die auf Standardtypen basieren. Es gibt auch immer Fälle, in denen es nicht sinnvoll ist, auf fertige Lösungen zurückzugreifen. Die einfachsten Wandler mit preiswerten Standardbauteilen sind die selbstschwingenden Abwärtswandler mit als Schaltregler missbrauchten linearen Festspannungsreglern.

Bild 6.1 C Einfacher selbstschwingender Abwärtsregler

In Bild 6.1 C ist ein Beispiel eines solchen Reglers mit 5 Volt Ausgangsspannung zu sehen. Im Mittelpunkt der Schaltung steht ein kleiner, linearer 100-mA-Festspannungsregler mit 5 Volt Ausgangsspannung. Während der Ausgangspin wie üblich direkt mit der Ausgangsspannung verbunden ist, durchläuft der Eingangsstrom zunächst die Basis-Emitter-Strecke eines PNP-Leistungstransistors. Ist die Ausgangsspannung etwas größer als 5 Volt, schaltet der Regler ab, und es fließt kein Strom in die Basis des Transistors. Geringfügige Restströme werden vom Basiswiderstand R 1 an der Basis vorbei abgeleitet. Ist die Ausgangsspannung jedoch etwas kleiner als 5 Volt, versucht der Regler durch Erhöhung des Ausgangsstromes den 5-Volt-Pegel wieder zu erreichen. Der dabei entstehende Eingangsstrom fließt durch R 2 und in die Basis des Transistors. Der Regler selbst ist nicht in der Lage die Ausgangsspannung zu erhöhen. Allerdings legt der jetzt durchgeschaltete Transistor die Eingangsspannung auf die Drossel, wodurch sich die Ausgangsspannung wieder erhöht. Irgendwann übersteigt die Ausgangsspannung 5 Volt, und der Transistor schaltet wieder ab; der Vorgang beginnt von neuem. Um das Schaltverhalten zu verbessern, wird über R 4 und C 2 eine Mitkopplung auf den Massepin des Spannungsregler-ICs eingefügt. Der maximale Ausgangsstrom liegt bei ca. 2 Ampere. So einfache Schaltungen haben aber auch einige Nachteile: Wegen der fehlenden Strombegrenzung muss die Eingangsspannung anders abgesichert werden. Der Basisvorwiderstand R 2 muss eventuell an die Eingangsspannung und den Transistor angepasst werden. An R 2 liegt etwas weniger als die Differenz von Eingangs- und Ausgangsspannung an. Der Strom muss ausreichen, um den Transistor auch bei maximalem Ausgangsstrom sicher durchzuschalten, sollte ihn aber auch nicht wesentlich übersteuern. Außerdem ist noch zu beachten, dass die Linearregler für diese Betriebsart nicht vorgesehen sind. Die für den einwandfreien Schaltbetrieb relevanten Eigenschaften des ICs werden von keinem Hersteller garantiert. Ggf. müssen die Werte der Bauteile angepasst werden. Bei professionellen Anwendungen würde ich von dieser Reglerversion abraten.

Ein weiteres interessantes Steuer-IC von ON-Semiconductor ist der MC 34063A. Für kleine Ausgangsströme bis etwa 500 mA und Eingangsspannungen bis 30 Volt kann der Reglerbaustein, wie in Bild 6.1 D gezeigt, ohne Treiberstufe eingesetzt werden. Das IC arbeitet mit Eingangsspannungen ab ca. 5 Volt. Die Ausgangsspannung wird durch den Spannungsteiler R 2, R 3 bestimmt. Die Ausgangsspannung stellt sich so ein, dass die Spannung an Pin 2 des ICs 1,25 Volt beträgt. Daraus ergibt sich wieder die bekannte Berechnungsformel für die Eingangsspannung Ua = 1,25 V ( 1 + R 2/R 1 ).
Ohne Treiberstufe lässt sich ein Ausgangsstrom von etwa 500 mA erreichen. Die Strombegrenzung wird durch den Widerstand Rsc bewirkt. Der MC 34063 schaltet die Ausgangsstufe ab, sobald die Spannungsdifferenz zwischen Pin 6 und Pin 7 ca. 300 mV überschreitet. Bei Rsc = 0,33 Ω sind das ca. 1 A. Der tatsächlich erreichbare Ausgangsstrom ist aber immer geringer. Bei optimaler Dimensionierung der Drossel, wenn der Strom vor dem Wiedereinschalten des Ausgangstransistors gerade nicht auf null zurückgeht, sind es ca. 500 mA. Wenn man die Drossel großzügig überdimensioniert, lassen sich fast 1 A erreichen. Ist die Drossel zu klein, bzw. die Schaltfrequenz zu niedrig, wird auch der maximale Ausgangsstrom entsprechend kleiner. Das liegt daran, dass der Drosselstrom nach dem Einschalten zu schnell ansteigt und dadurch nur noch kurze Einschaltzeiten des Schalttransistors möglich sind.

Bild 6.1 D Einfacher Step-Down-Regler für kleine Ausgangsleistung

Sollen größere Ausgangsströme und Leistungen erreicht werden, lässt sich dies mit einem externen Schalttransistor realisieren. Theoretisch könnte man die Schaltung für beliebig hohe Ausgangsströme dimensionieren. Allerdings würde ich davon abraten, da der MC 34063 keine echte PWM-Modulation zulässt. Dafür ist ein Regelverstärker mit nachgeschaltetem PWM-Modulator erforderlich. Diese Funktion ist bei den Standard-Steuer-ICs nur im TL 494, SG 3524 und SG 3525 zu finden. Bei höherwertigen Stromversorgungen sind diese ICs daher immer vorzuziehen, weshalb ich im Folgenden noch näher darauf eingehen werde.
Ein echter PWM-Regler erzeugt am Ausgang ein Rechtecksignal mit definierter Frequenz, dessen Tastverhältnis vom Regler immer so nachgestellt wird, dass die Ausgangsspannung ihren Sollwert beibehält.
Beim MC 34063 funktioniert das leider nicht so gut. Der Regeleingang wirkt direkt auf den Ausgangsschalter. Dadurch kann es zu unkontrollierten (Regel)schwingungen kommen, die sich auch als unangenehmes Pfeifen und/oder Rauschen vor allem in der Speicherdrossel bemerkbar machen. Bei kleinen Leistungen ist das nicht so schlimm. Bei größeren Leistungen führt die damit verbundene Verschlechterung des Wirkungsgrades zu einer übermäßigen Erwärmung der Bauteile und zu verstärkten Störabstrahlungen.

Bild 6.1 E Step-Down-Regler für höhere Ausgangsströme mit einem TL 494

Bild 6.1 E zeigt, wie man mit einem P-Kanal-MOSFET einen Step-Down-Regler mit höherem Ausgangsstrom realisieren kann. Der Transistor sollte mindestens etwa den 3-fachen Ausgangsstrom vertragen.
Ich habe die Schaltung willkürlich für eine Ausgangsspannung von 5 Volt und einen Ausgangsstrom von 10 Ampere ausgelegt. Da die Betriebsspannung direkt am TL 494 anliegt, darf die Eingangsspannung maximal etwa 35 Volt betragen und sollte für einen sicheren Betrieb nicht kleiner als 12 Volt sein. Ansonsten kann man die Schaltung durch entsprechende Änderungen in der Leistungsstufe leicht den eigenen Bedürfnissen anpassen.
Ein Komparator für die Strombegrenzung enthält der TL 494 leider nicht. Deshalb muss man hier etwas mehr Aufwand treiben. Der Widerstand R 11, der der Strombegrenzung dient, liegt direkt in der positiven Betriebsspannung. Ein diskret aufgebauter Komparator (T1/T2) überwacht die Spannung an R 11. Über die Zenerdioden ZD 1 und ZD 2 wird der Komparator mit einer Vorspannung versorgt, um einen Arbeitspunkt festzulegen. Aus der Spannungsdifferenz der Zenerspannungen von 0,3 Volt ergibt sich dann auch die Ansprechschwelle der Strombegrenzung. Der Komparatorausgang wirkt einmal direkt auf den PWM-Modulator (Pin 3), um den Strom sofort zu unterbrechen und lädt zusätzlich C 1 über D 1 auf. An Pin 16 liegt der nicht invertierende Eingang des zweiten Regelverstärkers, der durch direkte Gegenkopplung von Ausgang (Pin 3) auf den invertierenden Eingang (Pin 15) als Spannungsfolger die Spannung an C 1 auf Pin 3 überträgt. Dadurch ist im Begrenzungsbetrieb auch eine kontinuierliche Stromregelung möglich. Die drei Bauteile D 1, R 4, R 5 und C 1 können aber auch entfallen, wenn man den zweiten Regelverstärker außer Betrieb setzt. Dazu wird Pin 16 auf Masse gelegt und Pin 15 mit der Referenzspannung (Pin 14) verbunden.
Ein Problem, das sich aus den schnellen Schaltzeiten des MOSFETs T 1 ergibt, besteht darin, dass der Stromfluss innerhalb von µs-Bruchteilen von T 1 auf D 1 wechselt. Durch diese schnelle Stromänderung können in den Zuleitungen, die ja immer eine geringe Induktivität haben, erhebliche Spannungen induziert werden. Im Extremfall können dadurch sogar Bauteile zerstört werden. Um dies zu vermeiden sind beim Aufbau zwei wichtige Designregeln zu beachten.

1. Induktivitäten von Leitern mit schneller Stromänderung gering halten

Um die Induktivität eines Leiters gering zu halten, muss er natürlich möglichst kurz sein. Zusätzlich lässt sich die Induktivität nochmals deutlich verringern, wenn der Leiterumfang möglichst groß ist. Dazu ist nicht unbedingt ein großer Querschnitt erforderlich. Ein Leiter mit sehr flachem Profil, z.B. eine breite Leiterbahn auf einer Leiterplatte, ist wesentlich günstiger als ein dicker Leiter mit kreisrundem Querschnitt.

2. Stützkondensatoren möglichst dicht bei den Leistungsschaltern einbauen

Damit die schnellen Stromänderungen auf einen möglichst engen Raum begrenzt bleiben, müssen Stützkondensatoren parallel zur Betriebsspannung eingebaut werden. Die Kondensatoren müssen möglichst dicht an den Leistungsschaltern angebracht werden und zwar an die Leitungen, die den Strom gegenseitig übernehmen. Der Kondensator C 6 ist ein solcher Stützkondensator und durch seine Position im Schaltbild ist angedeutet, wo er idealerweise angeschlossen werden muss.
Wenn T 1 abschaltet, muss der Drosselstrom, der in diesem Moment maximal ist, innerhalb kürzester Zeit auf D 1 umgeleitet werden. Da die Leitungen zu C 7 womöglich etwas länger sind, muss diese Stromänderung von C 6 abgefangen werden. C 6 sorgt dafür, dass der Strom auf der Betriebsspannungsleitung kurzzeitig weiterfließen kann, bis er dann „langsam“ von der Masseleitung übernommen wird. Für C 6 sind z.B. mehrere parallel geschaltete Keramikkondensatoren geeignet. Besser sind jedoch Folienkondensatoren mit niedrigem Innenwiderstand. C 6 sollte nicht zu groß sein, damit die langsamere Änderung des Drosselstromes noch ordnungsgemäß an R 9 gemessen werden kann.
Ein weiterer Schaltreglerbaustein, der zwar schon etwas veraltet ist, sich aber auch zu einem Industriestandard etabliert hat, ist der SG 3524. Er ist genau wie der TL 494 besonders gut für Gegentaktschaltungen geeignet und die Ausgangstransistoren können bei Eintaktanwendungen parallel geschaltet werden.

Bild 6.1 F Abwärtsregler mit kleiner Spannung und Leistung oder mit großem Ausgangsstrom

In Bild 6.1 F ist ein Abwärtsregler mit einem solchen IC zu sehen. Die Schwellspannung des Sensoreinganges für die Strombegrenzung beträgt etwa 0,2 Volt. Die Ansprechschwelle bei einem 0,1-Ohm-Sensorwiderstand ist dann etwa 2 Ampere, was einem maximalen Ausgangsstrom von ca. 1 Ampere entspricht. Der Sensorwiderstand muss induktionsarm sein, damit induktiv bedingte Spannungsspitzen den Sensoreingang des ICs nicht überempfindlich reagieren lassen. Je kleiner die Induktivität und/oder die Schaltfrequenz ist, desto größer ist der Wechselstromanteil in der Drossel. Mit zunehmenden Wechselstromanteil erhöht sich aber auch der Spitzenstrom im Vergleich zum mittleren Ausgangsgleichstrom. Ist die Drossel nur knapp bemessen, muss die Erhöhung des Spitzenstromes bei der Dimensionierung der Bauteile berücksichtigt werden. Für die Regelung der Ausgangsspannung hat der SG 3524 einen Regelverstärker und einen Komparator für die Strombegrenzung, von denen jeweils beide Eingänge herausgeführt sind. Da der Regelverstärker nur einen Eingangsspannungsbereich von etwa zwei bis drei Volt hat, muss die 5-V-Referenzspannung an Pin 16 mit zwei externen Widerständen auf 2,5 Volt heruntergeteilt werden, bevor sie auf den nicht invertierenden Eingang gelangt. Die Ausgangsspannung, in diesem Beispiel 5 Volt, gelangt dann, ebenfalls auf 2,5 Volt heruntergeteilt, auf den invertierenden Eingang des Regelverstärkers.
Da der SG 3524 genau wie der TL 494 Kollektor und Emitter der Ausgangsstufen herausführt, kann die Leistungsstufe, die hier etwas variiert ist, beliebig mit der aus Bild 6.1 E ausgetauscht werden. Wegen des geringen Eingangsspannungsbereiches des Komparators ist ein Einfügen des Strommesswiderstandes in die positive Versorgungsspannung nicht ohne weiteres möglich. Beim SG 3524 empfiehlt es sich immer, den Messwiderstand für die Strombegrenzung in die negative Versorgungsleitung zu legen.
Die Schwingfrequenz des Oszillators wird vom Hersteller mit der Näherungsformel f ≈ 1.15/RC angegeben. R und C sind die frequenzbestimmenden Komponenten an Pin 6 und Pin 7 des ICs. Je nach Variation der Schaltung können auch noch Anpassungen am Schalttransistor nötig sein. Der Basis-Emitter-Widerstand sollte so klein sein, dass der Transistor genügend schnell abschalten kann und keine unnötigen Schaltverluste verursacht. Der Basis-Vorwiderstand muss so klein sein, dass auch bei der kleinstmöglichen Eingangsspannung der Basisstrom noch ausreicht, um den Transistor voll durchzuschalten. Allerdings darf der Widerstand auch nicht zu klein werden, da der stark übersteuerte Schalttransistor sonst zusätzliche Schaltverluste verursacht. Außerdem darf der Ausgangsstrom des ICs maximal 100 mA betragen. Ein zu kleiner Basis-Vorwiderstand produziert natürlich auch selbst unnötige Wärmeverluste. Der Ausgangsstrom lässt sich noch erheblich vergrößern, wenn, außer der Anpassung der passiven Bauteile im Leistungsbereich, ein NPN-Leistungstransistor als Emitterfolger nachgeschaltet wird (siehe Bild). Allerdings handelt man sich mit dieser Maßnahme auch einen zusätzlichen Spannungsverlust von 0,5 bis 1 Volt in der Schaltstufe ein. Der Basis-Emitter-Widerstand des NPN-Leistungstransistors sollte nicht größer als 10 Ohm sein, um ein schnelles Abschalten zu ermöglichen. In Bild 6.1E ist eine Variante für höhere Eingangsspannungen zu sehen:

Bild 6.1 G Abwärtsregler für etwas höhere Spannung und Leistung

Wesentlicher Unterschied zu den vorhergehenden Schaltungen ist der Transistor T 1, der als Konstantstromquelle geschaltet ist. Die Basis liegt auf einer konstanten Spannung, in diesem Falle die 5-Volt-Referenzspannung. Sind die Ausgangstransistoren des ICs gesperrt, bleibt auch T 1, T 2 und T 3 gesperrt. Werden die Ausgangsstufen des ICs jedoch durchgeschaltet, liegt das untere Ende von R 2 auf null Volt, während am Emitter von T 1 noch etwa 4,4 Volt anliegen. R 2 bestimmt nun den Emitterstrom, der in etwa auch dem Kollektorstrom entspricht. Der Kollektorstrom von T 1 ist annähernd, soweit dessen Grenzwerte nicht überschritten werden, unabhängig von der Eingangsspannung Ue. T 1 führt sozusagen eine Potentialtrennung des Basisstromes für T 2 zwischen dem IC und Ue durch. Je nach Eingangsspannung und gewähltem Kollektorstrom von T 1, der zwischen 5 und 50 mA liegen sollte, ist eine ausreichende Kühlung von T 1 erforderlich. PNP-Standardtransistoren, wie man sie für T 2 benötigt, sind für Spannungen bis 300 Volt zu haben. Das Einsatzgebiet dieser Schaltung liegt dann bei Eingangsspannungen bis etwa 250 Volt. Eventuell ist es erforderlich, in die Kollektorleitung von T1 einen Schutzwiderstand von 100-1000Ω einzufügen, an dem im Normalbetrieb nur wenige Volt abfallen. Im Fall einer Zerstörung von T 1 kann dieser durchbrennen und verhindert umfangreiche Verwüstungen im Bereich des ICs durch die Eingangsspannung.
Da der Widerstand für die Strombegrenzung in der Masseleitung liegt, ist die Strombegrenzung unabhängig von der Betriebsspannung der Leistungsstufe. Das ist vor allem bei höheren Eingangsspannungen von Vorteil. Natürlich kann man auch dieses Konzept mit einem TL 494 verwirklichen.

Bild 6.1 H Step-Down-Wandler mit dem TL 494

Wie man in Bild 6.1 H sieht, gibt es kleine Unterschiede des TL 494 zum SG 3524. Die etwas aufwendigere Strombegrenzung habe ich hier ganz weggelassen. Sie ist bei getesteten Verbrauchern auch nicht unbedingt nötig, wenn der Stromkreis über eine Feinsicherung abgesichert ist.
Genau wie bei den Rechteck-Leistungsgeneratoren lässt sich auch beim Step-Down-Wandler ein P-Kanal-MOSFET einsetzen, um höhere Betriebsspannungen bis etwa 200 Volt einfach zu schalten.

Bild 6.1 I Step-Down-Wandler mit P-Kanal-MOSFET

In Bild 6.1 I ist ein solcher Wandler zu sehen, der in diesem Beispiel für Eingangsspannungen bis ca. 80 Volt ausgelegt ist und eine Ausgangsspannung von 24 Volt abgibt. Die Strombegrenzung spricht bei einem Drain-Spitzenstrom von 20 Ampere an, was einem Ausgangsstrom von ca. 10 Ampere entspricht. Da im Falle eines Defektes die Ausgangsspannung bis auf 80 Volt steigen kann und u.U. größere Schäden im Verbraucher auftreten könnten, empfiehlt es sich, eine Überspannungs-Schutzdiode am Ausgang vorzusehen. Die Spannungsversorgung muss dementsprechend mit einer Sicherung versehen werden, die in einem solchen Fall durchbrennen würde.
Bei niedrigen Ausgangsspannungen verursacht die Diode, die den Drosselstrom während der Sperrphase des Leistungsschalters übernimmt, einen relativ hohen Verlust. Das verschlechtert nicht nur den Wirkungsgrad des Wandlers, sondern bringt auch zusätzliche Kühlprobleme mit sich. Eine Alternative besteht darin, die Diode durch einen aktiv geschalteten MOSFET zu ersetzen. Der zusätzliche Schaltungsaufwand ist relativ gering, da hier ein N-Kanal-Typ angesteuert werden muss, dessen Source direkt mit Masse verbunden ist. In Bild 6.1 K ist ein solcher Wandler zu sehen. Es handelt sich um eine Modifikation der Schaltung aus Bild 6.1 E. Statt der Diode befindet sich hier der aktive Leistungsschalter T 2, der im Gegentakt zu T 1 arbeitet. Der angegebene Typ IRF 1404 hat einen Einschaltwiderstand von nur 4 mOhm. Nimmt man einen Spitzenstrom von 30 Ampere an, entsteht ein maximaler Spannungsabfall von 0,12 Volt. Bei einer Schottky-Diode ist dagegen mit 0,4-0,5 Volt zu rechnen. T 1 ist zwar deutlich hochohmiger, T 2 ist aufgrund der geringen Ausgangsspannung aber wesentlich länger eingeschaltet und mit diesem Strom belastet. Der höhere Spannungsabfall an T 1 fällt daher nicht so sehr ins Gewicht. Der Wirkungsgrad verschlechtert sich allerdings, wenn der Ausgang nicht voll belastet wird. Wegen der Gegentaktendstufe fließt auch ohne Ausgangslast ein erheblicher Blindstrom durch die Speicherdrossel. Daher ist es sinnvoll, die Induktivität größer zu wählen als es normalerweise nötig wäre. Ideal wäre eine nichtlineare Drossel, die bei geringer Last ihre Induktivität deutlich erhöht und somit die Verluste reduziert.

Bild 6.1 K Step-Down-Wandler mit aktivem Schalter statt Diode

Als Beispiel habe ich einmal eine Ausgangsspannung von 3,3 Volt angenommen, wie sie oft zur Versorgung von Computern benötigt wird. Den Spannungswert erreicht man, indem die 5-V-Referenzspannung des TL 494 mit R 3 und R 4 auf 3,3 Volt heruntergeteilt wird. Da N- und P-Kanal-MOSFET direkt angesteuert werden, darf die Betriebsspannung nicht größer als etwa 18 Volt sein. Bei Betriebsspannungen bis etwa 35 Volt muss die Ansteuerung entsprechend modifiziert werden. Ich habe in Kapitel 5 bei der Behandlung der Rechteckgeneratoren bereits einige Möglichkeiten gezeigt, wie man u.a. auch zwei N-Kanal-MOSFETs im Gegentakt ansteuern kann. Dazu muss nur den Kollektor von T 3 auf etwa 15 Volt gelegt werden und am Emitter kann man dann ein dem NE555-Ausgangssignal vergleichbares Steuersignal entnehmen.
Bei Abwärtswandlern mit Gegentaktausgang ist zu beachten, dass die Wandlung bidirektional erfolgt. lässt man Strom in den Ausgang fließen, wird er auf den Eingang zurücktransformiert. Das kann dazu führen, dass sich am Eingang eine Überspannung aufbaut.
Bild 6.1 L zeigt einen Step-Down-Regler, dessen Funktionsweise ähnlich dem eines selbstschwingenden Sperrwandlers ist. Die Speicherdrossel besitzt deshalb noch eine Rückkopplungswicklung für den Schalttransistor. Auf einige Details der Funktionsweise werde ich daher erst in Kapitel 7 eingehen. Eine Besonderheit des Wandlers besteht darin, dass Eingangs- und Ausgangsspannung einen gemeinsamen Pluspol haben. Das hat den Vorteil, dass der Leistungstransistor, den es in dieser Klasse nur als NPN-Typ gibt, in Emitterschaltung betrieben werden kann. Wegen der unterschiedlichen Potentiale von Ausgangsspannung und Transistoransteuerung musste dafür aber ein Optokoppler eingesetzt werden.
Sinn des Gerätes ist, die Halogenlampe eines Belichters für professionelle Anwendungen mit einer stabilen Spannung zu versorgen. Ursprünglich wurde die Lampe mit einer Phasenanschnittsteuerung direkt an 230-V-Netzspannung betrieben. Folge war, dass die Helligkeit nicht stabil und die Lebensdauer der teuren Lampe nur kurz war. Ich hatte das Problem bereits in Kapitel 4 angesprochen.
Bei diesem Lampennetzteil wird die Lampe mit einer stabilen Gleichspannung versorgt. Damit ist die Ausgangsspannung und Lampenhelligkeit unabhängig von Netzspannungsschwankungen. Eine flinke Sicherung in der 300-V-Versorgung schützt die Lampe bei einem Netzteildefekt. Bei den Sicherheitsvorkehrungen ist zu beachten, dass dieses Netzteil wie jeder Step-Down-Regler, keine galvanische Netztrennung der Ausgangsspannung besitzt.

Bild 6.1 L Lampennetzteil mit selbstschwingendem Step-Down-Regler

An C 3 steht die gleichgerichtete Netzspannung von ca. 300 Volt zur Verfügung. Zunächst sperrt der Schalttransistor T 2. Der Anlaufwiderstand R 6 - R 8, der wegen der hohen Spannung aus drei in Serie geschalteten 100-kW-Widerständen besteht, lädt den Elko C 5 auf. Dieser Elko liegt über die Rückkopplungswicklung der Speicherdrossel auf dem Potential der negativen Netzgleichspannung. Wenn die Schwellspannung von T 2 erreicht ist, beginnt er zu leiten und arbeitet als Verstärker. Durch die Mitkopplung über die Spulen, C 5 und R 2 schaltet T 2 irgendwann plötzlich voll durch. Der Basisstrom wird von R 2 begrenzt. C 5 ist so groß, dass sich dessen Ladezustand innerhalb der Einschaltzeit nicht wesentlich verändert. Während T 2 eingeschaltet ist, steigt der Strom in der Drossel, an der die Differenz zwischen Eingangs- und Ausgangsspannung anliegt, linear an. Dieser Strom fließt auch durch den Emitterwiderstand R 5 und verursacht dort einen Spannungsabfall. Bei ca. 2 Ampere ist die Schwellspannung von T 1 erreicht und dieser schaltet durch, sodass der Basisstrom von T 2 abgeschaltet wird. T 2 bleibt jetzt in der Sperrphase, bis der Drosselstrom auf null zurückgegangen ist. Danach wiederholt sich der Vorgang periodisch.
Wird der Fototransistor des Optokopplers leitend, fließt von der Hilfsspannung an C 4 ein Strom auf R 3. Da R 3 relativ hochohmig ist, lädt sich C 6 auf eine kleine Gleichspannung auf. Diese Gleichspannung addiert sich zu dem Spannungsabfall an R 5, wodurch sich die Basisspannung von T 1 erhöht. Je nach Höhe des Fotostromes genügt dann bereits ein geringerer Drosselstrom, um T 1 entsprechend früher durchzuschalten. Mit dem Fotostrom lässt sich daher sehr leicht die Einschaltdauer von T 2 steuern. Zum Steuern der LED im Optokoppler dient wieder der bekannte Shunt-Regler TL 431. Sobald die Ausgangsspannung den Sollwert erreicht, liegt an dessen Steuereingang 2,5 Volt an. Er schaltet dann durch und an R 13 entsteht ein genügend hoher Spannungsabfall, um die LED des Kopplers zum Leuchten zu bringen. Mit dem Trimmpoti P kann die Ausgangsspannung genau eingestellt werden.
Einen weiteren interessanten Abwärtswandler habe ich in Bild 6.1M aufgezeichnet. Der Wandler ist ebenfalls selbstschwingend und daher relativ einfach aufgebaut. Eine Besonderheit besteht darin, dass er, obwohl selbstschwingend, mit einer einfachen Speicherdrossel auskommt. Die angegebenen Bauteilwerte sind auf eine für viele andere Kapitel in diesem Buch interessante Anwendung ausgelegt. Der Wandler dient der verlustarmen Erzeugung einer Hilfsspannung für primärseitige Steuerelektroniken in Schaltnetzteilen. Insbesondere die gängigsten Steuer ICs SG 3524 und TL 494 besitzen keine Startvorrichtung, mit der man sie leicht mit einem Anlaufwiderstand starten und anschließend aus dem Wandlertrafo versorgen könnte. Außerdem erfordern diese Startverfahren zusätzliche Trafowicklungen, was manchmal unerwünscht ist. Die eleganteste Lösung ist eine separate Versorgung der Steuerelektronik mit einem eigenen einfachen Netzteil, bzw. Abwärtswandler. Deswegen habe ich hier und auch in Kapitel 13.1 einige solche Wandler vorgestellt.

Bild 6.1 M Selbstschwingender Abwärtswandler mit MOSFET

Nach dem Anlegen der Hochvolt-Versorgungsspannung fließt zunächst über R 2 ein kleiner Anlaufstrom, der C 1 auflädt. Die Spannung gelangt dann über T 1, der über R 3 durchgeschaltet wird, und R5 auf das Gate von T 4. Wenn T 4 zu leiten beginnt, fließt ein Strom über R 8 und die Speicherdrossel L. Bei ca. 300 mA (je nach Temperatur) zündet die Thyristor-Nachbildung T2/T3 und entlädt das Gate von T 4 über D 1 und R 5. Gleichzeitig wird T 1 gesperrt, sodass von dort kein Gatestrom mehr nachkommt. Nachdem T 4 gesperrt hat, muss der Strom in der Speicherdrossel über D 5 weiterfließen, wobei sich C 2 langsam auflädt. Der Wandler arbeitet erst richtig, wenn an C 2 eine genügend hohe Ausgangsspannung anliegt. Erst dann kann C 1 regelmäßig über D 4 und D 2 aufgeladen werden und den Treibertransistor T 1 mit genügend hoher Spannung versorgen. Außerdem fließt, ebenfalls während des Entladezyklus der Speicherdrossel, über D 3 und R 6 ein permanenter Zündstrom auf T 3. Solange T2/T3 durchgeschaltet sind, bleibt T 4 gesperrt. Erst wenn der Drosselstrom auf null zurückgegangen ist und die Induktionsspannung zusammenbricht, sperrt D 5 und die Spannung an der Kathode von D 5 steigt wieder mindestens auf den Wert von Ua. In dem Moment fließt natürlich auch kein Strom mehr über D 3 und R 6. Die Thyristor-Nachbildung T2/T3 erhält jetzt nur noch einen geringen Strom über R 3. Im Gegensatz zu echten Thyristoren ist bei der Nachbildung mit einem NPN-PNP-Transistorpaar der Haltestrom durch die Beschaltung einstellbar. R7 ist so niederohmig dimensioniert, dass der über R 3 kommende Strom nicht ausreicht um T 3 durchzuschalten. T2/T3 sperren also wieder und über R 3 wird nun T 1 und schließlich T 4 durchgeschaltet. Damit beginnt dann ein neuer Zyklus. Da der MOSFET erst durchschaltet, wenn die Diode D 5 sowieso bereits gesperrt ist, sind die Einschaltverluste minimal, selbst wenn nicht die angegebene ultraschnelle Diode verwendet wird.
Sobald die Ausgangsspannung, mit der auch C 1 geladen wird, etwa ihren Sollwert erreicht, beginnt die Zenerdiode ZD 1 zu leiten. Dadurch wird die Basisspannung von T 3 erhöht. Die höhere Basisspannung führt dazu, dass die Zündspannung von T2/T3 schon bei einem geringeren Sourcestrom von T 4 erreicht wird. Der Wandler regelt also seine Ausgangsleistung herunter. Wegen seines einfachen Aufbaus ist der Wandler leider nicht kurzschlussfest. Im Kurzschlussfall kann die Betriebsspannung über D 4 nicht mehr zugeführt werden, und der Wandler gelangt in einen undefinierten Betriebszustand, in dem sehr viel Verlustleistung in T 4 umgesetzt wird. Das passiert zwar auch im Einschaltmoment, aber nur sehr kurzzeitig. Um größeren Schaden zu vermeiden, habe ich daher den Sicherungswiderstand R 9 eingefügt, der im Fehlerfall durchbrennt. Im Normalfall ist der Wirkungsgrad so gut, dass der Transistor kein Kühlblech benötigt.
Um die Schaltung den eigenen Bedürfnissen anzupassen, lassen sich die Bauteile leicht umdimensionieren. Die Strombegrenzung wird durch den Wert von R 8 auf ca. 300 mA festgelegt. Die Schwingfrequenz bestimmt die Speicherdrossel. Bei 10 mH liegt die Frequenz sogar im hörbaren Bereich, was bei kleinen Spulen aber kein Problem ist. Kleinere Induktivitäten haben den Vorteil, dass die Baugröße bei gleicher Strombelastbarkeit geringer ist. Die höhere Schaltfrequenz verschlechtert aber u.U. den Wirkungsgrad. Da die Ausgangsspannung auch der Versorgung der Gate-Ansteuerung dient, sollte sie bei dieser Schaltung im Bereich von 10 bis15 Volt liegen. Die Eingangsspannung kann in größeren Bereichen variiert werden. Dazu muss R 2 so angepasst werden, dass der Anlaufstrom ca. 1 mA beträgt.
Ein leistungsfähiger Abwärtswandler zur Versorgung von Steuerelektroniken größerer Schaltnetzteile lässt sich auch sehr leicht mit einem UC 3842 aufbauen. Dieses IC wurde ursprünglich als Steuer-IC für Sperrwandler-Netzteile mit konstanter Schaltfrequenz entwickelt und hat sich in diesem Bereich längst als Standardbauteil etabliert. Ich werde deshalb in Kapitel 7 bei den Sperrwandlern noch ausführlich darauf eingehen. Normalerweise ist der 3842 für Abwärtswandler nicht so gut geeignet. Mit dem Schaltungstrick in Bild 6.1 N lässt er sich jedoch auch hier sehr effizient einsetzen. Zu diesem Zweck wird die Masse des 3842 nicht mit der Schaltungsmasse, sondern mit dem Sourcepotential des Schalttransistors verbunden. Nach dem Anlegen der Hochvolt-Eingangsspannung ist C 5 entladen und an Speicherdrossel und D 1 liegen praktisch null Volt an. Über R 1 kann sich nun C 1 bis auf ca. 15 Volt aufladen. Sobald der 3842 bei ca. 16 Volt einschaltet, schaltet auch der MOSFET durch und legt das Massepotential des 3842 auf die Eingangsspannung von z.B. + 300 Volt. Der Elko C 1 versorgt dann den IC weiterhin mit der nötigen Versorgungsspannung, die jetzt + 315 Volt über Schaltungsmasse liegt und auch nötig ist, um den MOSFET trotz des Source-Potentiales von + 300 Volt voll durchzuschalten. Während der MOSFET durchgeschaltet ist, liegt an der Speicherdrossel eine Spannung von 300 Volt an, die den Strom linear ansteigen lässt. R 9 bestimmt den Abschaltstrom, der hier bei maximal etwa 800 -1000 mA liegt. Zu beachten ist wieder, dass die Speicherdrossel nicht nur den maximalen Dauerstrom verträgt, sondern auch bei dem Maximalstrom nicht in die Sättigung geraten darf

Bild 6.1 N Abwärtswandler für Hilfsspannungserzeugung mit UC 3842

Der Spannungsabfall an R 9 gelangt an Pin 3 des 3842 und führt schließlich zur Abschaltung der Gatespannung. Nachdem der MOSFET abgeschaltet hat, sinkt die Sourcespannung auf null und D 1 leitet nun den Drosselstrom. Der Drosselstrom fließt immer in die gleiche Richtung und lädt C 5 langsam auf. Sobald an C 5 eine ausreichend hohe Spannung anliegt, wird C 1 immer dann über D 2 nachgeladen, während der MOSFET sperrt und das Sourcepotential auf null sinkt. Sobald jedoch die Spannung an C 1 ca. 15 Volt übersteigt, steigt die Spannung an Pin 2 des 3842 (Ausgang des Spannungsteilers R2/R3) über 2,5 Volt, und das IC regelt die Pulsbreite des Gate-Impulses herunter. Da an C 1 immer etwa die gleiche Spannung anliegt wie am Ausgangselko C 5, wird damit auch die Ausgangsspannung auf etwa 15 Volt geregelt. Im Gegensatz zu dem selbstschwingenden Wandler aus Bild 6.1 L ist dieser kurzschlussfest. Im Kurzschlussfall kann die Spannung an C 5 nicht genügend ansteigen um C 1 nachzuladen. Da der Anlaufstrom aus R 1 viel zu gering ist, um den UC 3842 zu versorgen, wird sich C 1 schnell wieder entladen, bis das IC wegen Unterspannung abschaltet. Erst dann kann sich C 1 langsam wieder bis zur Einschaltschwelle aufladen um einen weiteren Start zu versuchen. Zwischen den Startversuchen bleibt der MOSFET gesperrt und es entsteht kaum Verlustleistung in der Schaltung. Nach dem Start steigt die Spannung an C 5 relativ schnell bis zum Normalwert an. Das macht die Schaltung interessant für Steuerelektroniken, die mit einem SG 3524 oder TL 494 aufgebaut sind. Dadurch lässt sich dann der Softstart besser initiieren.
Prinzipiell ist diese Schaltung natürlich auch für Leistungswandler geeignet, sofern die Leistungsbauteile entsprechend angepasst werden. Weicht die Ausgangsspannung jedoch deutlich von 15 Volt ab, wird der Aufwand etwas höher. Bei niedrigeren Ausgangsspannungen müsste die Betriebsspannung des UC 3842 (oder 3843) direkt und ausschließlich über den Anlaufwiderstand R 1 zugeführt werden. D 2 müsste dann einen kleinen Kondensator laden, dessen Spannung über den Spannungsteiler R2/R3 gemessen und geregelt würde. Bei höheren Ausgangsspannungen müsste diese über einen mit einem Emitterfolger gepufferten Spannungsteiler auf ca. 15 Volt heruntergeteilt werden, bevor sie auf D 2 gelangt.
Sollen hohe Leistungen (bis in den kW-Bereich) bei hohen Spannungen gewandelt werden, kommen als Schalttransistoren nach heutigem Stand der Technik nur noch N-Kanal-Power-MOSFETs oder IGBTs in Frage. Leider lassen sich diese Transistoren bei Abwärtsreglern nicht so einfach ansteuern. Das Problem besteht darin, dass die Transistoren an der positiven Betriebsspannung liegen und deshalb als Source-, bzw. Emitterfolger geschaltet werden müssen, wenn man, wie meistens üblich, den Minuspol als Masse definiert. Der Spannungshub des Steuersignales für das Gate muss dann um ca. 10 Volt größer sein als die Betriebsspannung. Dazu benötigt man nicht nur eine Hilfsspannung, sondern auch eine relativ hohe Steuerleistung. Um den Schalttransistor sauber ansteuern zu können werden steile Flanken benötigt. Das ist bei Steuerspannungen von einigen hundert Volt nicht so einfach. Außerdem kann es noch passieren, dass Stromlücken in der Speicherdrossel auftreten. Dann könnte die Source-, bzw. Emitterspannung trotz negativer Steuerspannung auf einige 100 Volt über das Gate-Potential ansteigen. Dies würde den Transistor zerstören und muss deshalb mit entsprechendem schaltungstechnischen Aufwand verhindert werden. Aus diesem Grund bevorzugt man bei solchen Anwendungen eine potentialfreie Ansteuerung zwischen Gate und Source, bzw. Emitter.
Eine Möglichkeit zur Erzeugung potentialfreier Steuerspannungen wäre z.B. der Optokoppler. Allerdings bräuchte man zwischen Koppler und Transistor noch eine Treiberschaltung, die mit einer Hilfsspannung versorgt werden müsste. Wegen der nötigen hohen Schaltgeschwindigkeit kämen auch nur sehr schnelle Koppler in Frage.
Geläufiger ist dagegen eine Trafokopplung. Hier braucht man keine zusätzliche Hilfspannungsversorgung und kommt mit wenigen Bauteilen aus. Der Nachteil ist hier, dass durch Traforesonanzen u.U. unkontrollierte Schaltvorgänge verursacht werden können und das Tastverhältnis begrenzt ist. Bei extremen Tastverhältnissen kann es passieren, dass der Transistor nicht mehr richtig durchschaltet und zerstört wird. Ein Schaltbeispiel dazu hatte ich bereits bei den Rechteckgeneratoren in Bild 5.1B gezeigt.
Eine interessante Neuentwicklung auf diesem Gebiet sind elektronische Gate-Treiber-ICs. Diese ICs erlauben eine potentialfreie Ansteuerung von MOSFETs oder IGBTs mit Potentialunterschieden bis zu 600 Volt und neuerdings auch bis zu 1200 Volt, was bei 400V-Drehstromanwendungen von Bedeutung wäre. Diese ICs benötigen ebenfalls eine Hilfsspannung auf Source-, bzw. Emitterpotential. Diese Spannung wird über eine Diode eingekoppelt, während Source oder Emitter des Transistors auf Massepotential liegen. Bei Abwärtsreglern kann es hier zu Anlaufproblemen kommen, da der untere Schalter nur eine Diode ist, die den Ausgang nicht zwangsläufig auf null schaltet. Erst wenn die Spannung durch die Ausgangslast auf nahezu null abgesunken ist, bekommt der Treiber genügend Betriebsspannung, um den Transistor durchzuschalten. Wenn erst Strom durch die Drossel fließt, sinkt die Spannung am Source, bzw. Emitter nach jedem Abschalten immer wieder auf etwa -0,7 Volt, sodass die Betriebsspannung des Treibers periodisch über die Diode eingekoppelt werden kann. Auch eine 100%-ige Einschaltdauer des Transistors ist nicht zulässig, da dann die Versorgungsspannung des Treibers langsam absinkt und dieser irgendwann abschaltet.

Eine besonders einfache Lösung für einen Abwärtswandler lässt sich mit dem weit verbreiteten und preiswerten TNY 276 aufbauen. Ursprünglich diente dieser Baustein dem Aufbau sehr einfacher Sperrwandler-Netzteile für kleine Leistungen. Wie alle ICs dieser Art hat auch der TNY 276 den Leistungsschalter auf negativen Seite der Versorgungsspannung. Um ihn denoch als Abwärtswandler nutzen zu können, wurde der gleiche Trick angewendet wie im letzten Beispiel: Der Drain-Anschluß des Leistungsschalters, der normalerweise an die Primärwicklung des Wandlertrafos geht, ist direkt mit der positiven Versorgungsspannung verbunden. Die Pins des ICs, die normalerweise mit der negativen Versorgungsspannung verbunden sind, gehen dafür auf die ausgangsseitige Speicherdrossel. Damit ist natürlich der Regeleingang des TNY276 (Pin 1) masseseitig nicht mehr zugänglich.

Bild 6.1 O 400-V-Step-Down-Regler mit Sperrwandler-IC

Auch hier wurde wieder der gleiche Trick wie im letzten Beispiel angewendet: Die Tatsache, dass die Spannung der Massepins des TNY 276 während der Sperrphase gegenüber der negativen Versorgungsspannung zumindest kurzzeitig auf etwa -0,7 V sinkt, wird dazu genutzt, C2 über D2 auf die Ausgangsspannung Ua aufzuladen. Damit steht Ua an C2 bezüglich der Massepins des TNY 276 permanent zur Verfügung. Übersteigt Ua einen Wert von ca. 15 V, beginnt T1 zu leiten und den TNY 276 herunterzuregeln. Der maximale Ausgangstrom der Schaltung wird im Wesentlichen durch die interne Strombegrenzung des TNY 276 bestimmt. Wie man dem Datenblatt entnehmen kann, lässt sich diese in kleinen Grenzen durch die Wahl von C1 beeinflussen. Ansonsten gibt es aus dieser Serie auch eine ganze Reihe verschiedener ICs (TNY 274...280) mit unterschiedlichen Strombegrenzungen. Natürlich lassen sich auch ganz andere Sperrwandler-ICs auf diese Weise als Tiefsetzsteller mißbrauchen.
Um im Fehlerfall Schaden von der zu versorgenden Schaltung abzuwenden, sollte am Ausgang noch eine Zenerdiode (ZD2) angeschlossen werden. Falls auch die Strombegrenzung versagt, dient R3 als Sicherungswiderstand, der dann kontrolliert durchbrennt. Dazu gibt es spezielle feuerfeste Sicherungswiderstände.
Die Schaltung lässt sich recht kompakt aufbauen. Für L1 würde im Prinzip eine Miniaturdrossel mit entsprechender Strombelastbarkeit ausreichen. Allerdings ist darauf zu achten, dass zwischen den Spulenenden der Drossel eine Spannung bis zu 400 V auftreten kann. Standard-Miniaturdrosseln sind dafür nicht ausgelegt, da das innere Drahtende der Spule meistens auf der Innenseite des Spulenkörpers nach außen geführt wird und so direkt mit dem Draht am äußeren Spulenende in Berührung kommt. Hier kann es leicht zum Durchschlag der hauchdünnen Lackschicht des Kupferdrahtes kommen. Abhilfe schafft z.B. die Verwendung von zwei in Serie geschalteten 470-µH-Drosseln. Besser ist natürlich die Verwendung hochspannungsfester Drosseln. Dazu reicht es meistens schon aus, wenn der Spulenkörper eine seitliche Öffnung hat, durch die das innere Drahtende der Spule direkt seitlich herausgeführt werden kann. Alternativ kann man das innere Drahtende auch mit einem Isolierschlauch geschützt auf der Innenseite des Spulenkörpers an den oberen Spulenlagen vorbeiführen.
Inzwischen gibt es von der Firma Power Integrations auch integrierte Bausteine (LNK30x-Serie), die genau für diesen Zweck gedacht sind und mit noch weniger externen Bauteilen auskommen.

Manchmal wird statt einer stabilen Ausgangsspannung ein konstanter Ausgangsstrom benötigt. Hauptanwendung von Konstantstromquellen höherer Leistung dürften heutzutage Stromversorgungen für LED-Lampen sein. Ein Step-Down-Regler kann nicht nur als Spannungsregler sondern auch als Stromregler beschaltet werden. Auch das geht sehr gut mit einem UC3842.

Bild 6.1 p 400-V-Step-Down-Stromregler mit Sperrwandler-IC

Da in dieser Betriebsart keine Hilfsspannung generiert wird, muss diese von einer separaten Spannungsquelle (+12V) zugeführt werden, die auch in dieser Schaltung wieder über eine Diode (D2) der Stromversorgung des UC3842 zugeführt wird. Der Stromverbraucher wird zwischen 0V und +Ia angeschlossen. Ein besonderer Schaltungstrick besteht darin, dass die Freilaufdiode D1 direkt am Source des MOSFETs angeschlossen ist. Dadurch muss der Ausgangsstrom sowohl in der Leit- wie auch der Sperrphase des MOSFETs durch den Shuntwiderstand R4 fließen. Der mittlere Strom durch R4 ist daher identisch mit dem Ausgangsstrom und kann somit gegen den Gnd-Level des UC3842 einfach gemessen werden. Das ist auch unabhängig davon, ob der Wandler mit lückenlosem (CCM-mode) oder lückendem (DCM-mode) Drosselstrom arbeitet. Der Kondensator C3 verleiht dem internen Regelverstärker im UC3842 einen I-Anteil, der den gemessenen Drosselstrom auch im DCM-Modus weitgehend ausmittelt.
Unpraktisch ist dagegen, dass der UC3842 eine interne Referenzspannung von 2,5V verwendet, die am FB-Eingang Pin 2 anliegen muss, damit der UC3842 das PWM-Signal regeln kann. Für Stromquellen höherer Leistung ist ein Spannungsabfall von 2,5V am Shuntwiderstand wegen  der zu erwartenden hohen Verlustleistung meistens inakzeptabel. Die extern herausgeführte 5V-Referenzspannung des UC3842 lässt sich aber sehr einfach zur Erzeugung einer Offsetspannung auf Pin 2 nutzen. R6 und R7 bilden einen Spannungsteiler, der die 5V-Referenzspannung auf etwas weniger als 2,5V herunterteilt. Die Stromregelung setzt ein, wenn am FB-Pin, also am Ausgang des Spannungsteilers 2,5V erreicht werden. Man kann mit den angegebenen Werten für R6 und R7 leicht ausrechnen, dass das dann der Fall ist, wenn am unteren Fußpunkt des Teilers, also am Shuntwiderstand R4 ca. 0,43V anliegen. Bei R4 = 0,22 Ohm würde sich damit ein  Ausgangsstrom Ia von ca. 2A einstellen. Die Verlustleistung in R4 wäre mit ca. 1W noch moderat. Natürlich kann man die Verlustleistung von R4 noch senken, wenn man den Teiler R6/R7 so dimensioniert, dass man mit der heruntergeteilten Referenzspannung noch etwas knapper unter 2,5V liegt Ein Spannungsabfall an R4 bis herunter zu 100mV sollten möglich sein.
Die Erfahrung hat gezeigt, dass die Regelung stabiler ist, wenn man eine sog. Slope-Compensation durchführt. Dazu wird ein kleiner Anteil der Sägezahnspannung des Oszillators, der mit den angegebenen Werten auf ca. 100 kHz schwingt, von Pin 4 über R8,  R9 und C5 auf Pin 3 zurückgeführt. Das ist nötig, weil der UC3842 leider keinen internen PWM-Generator hat sondern nur einen Komparator der die Spannungen vom Ausgang des Regelverstärkers (Pin 2) und dem Sense-Eingang vergleicht.
Da die Masse des UC3842 bei 400V Betriebsspannung mit 400V gegen die umliegende Erde schwingt, wird der UC3842 seinerseits alle umliegenden nicht mitschwingenden Metallteile als starke Störquelle wahrnehmen. Daher sollte man beim Design der Leiterplatte daraf achten, dass alle Signalleitungen mit Kupferflächen oder auch einem Schirmgehäuse umgeben sind, die mit der Masse des UC3842,  also Pin 5, verbunden sind.
Mit dem optionalen Optokoppler kann man die Stromquelle deaktivieren, indem man die LED des Kopplers mit ca. 10mA bestromt. Prinzipiell kann der Optokoppler aber auch als zusätzlicher Stelleingang verwendet werden, z.B. um auch die Ausgangsspannung zu regeln.
Zu beachten ist noch die Anlaufschaltung. Über R1 wird C1 langsam aufgeladen. Das setzt allerdings eine gewisse Ausgangslast voraus, damit an R1 genügend Spannung abfallen kann. Problematisch könnte es werden, falls die Last erst dann Strom zieht, wenn die Ausgangsspannung geringfügig kleiner ist als die Eingangsspannung Ue, was z.B. bei einer knapp dimensionierten LED-Lampe passieren könnte. Hier sollte man eine ausreichend große Differenzspannung zwischen Ein- und Ausgangsspannung einplanen. Evtl. muss dazu auch R1 angepasst werden.
Um die Schaltverluste gering zu halten, sollte D1 eine möglichst kurze Sperrverzugszeit haben. Evtl. kann man hier auch eine Schottky-Diode einsetzen. Prinzipiell kann diese Schaltung auch für niedrigere Eingangsspannungen ab ca. 24V eingesetzt werden.

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