(Auch Hochsetzsteller oder englisch Step-Up-Converter, Boost-Converter genannt)

Aufwärts- oder Step-Up-Wandler werden dann eingesetzt, wenn man Spannungen benötigt, die höher sind als die Versorgungsspannung(en) eines Systemes. Die Ausgangsspannung kann jedoch nicht kleiner werden als die Eingangsspannung. Genau wie der Step-Down-Wandler besteht auch der Step-Up-Wandler aus zwei Schaltern, einer Speicherdrossel und einem Elko am Ausgang.

Bild 6.2 A zeigt wieder die Vorgänge und Stromflussrichtungen beim Auf- und Entladen der Drossel. Im Grunde genommen ist der Aufbau mit dem des Step-Down-Wandlers identisch. Es sind nur Ein- und Ausgang vertauscht. Das bedeutet auch, dass auch die gleichen Berechnungsformeln zur Anwendung kommen. Es müssen nur die Ein- und Ausgangsgrößen vertauscht werden. Hier also noch einmal die z.T. angepassten Formeln:
Die Induktivität berechnet sich zu L ≈ μN²A/l , (μ₀ = 4π*10^-7Vs/Am , N Windungszahl, A,l Querschnittsfläche und Länge des Luftspaltes in m² und m ) oder, falls der A_L -Wert bekannt ist, zu L=A_L N². Die maximale Stromstärke der Speicherdrossel errechnet sich wieder zu I_max ≈ Bl/Nμ mit B ≈ 0,4 Tesla bei Ferritkernen. Bei optimaler Dimensionierung muss die Drossel mindestens den doppelten Eingangsstrom verkraften. Die minimale Induktivität der Spule hängt von der Schaltfrequenz f ab. Auch hier lassen sich die Formeln aus Kapitel 6.1 anpassen. Bei Verwendung einer vorgegebenen Drossel für den zu bauenden Wandler, kann die minimale Schaltfrequenz f nach der Formel f = 1/T = U_e/2I_eL berechnet werden. I_e ist der kleinstmögliche Eingangsstrom im Normalbetrieb. Ist die Schaltfrequenz vorgegeben, muss die Induktivität mit L = U_e/2I_ef berechnet werden.
Auch beim Step-Up-Wandler kann einer der beiden Schalter durch eine Diode ersetzt werden. In diesem Fall ist es jedoch der Schalter, der nicht gegen Masse schaltet. Das hat den großen Vorteil, dass der aktive Schalter, da er mit einem Pol an Masse liegt, sehr leicht angesteuert werden kann.
Da dieser Wandlertyp ebenfalls sehr gebräuchlich ist, gibt es auch dafür schon fertige Regler-ICs.
Der älteste und bekannteste Vertreter dieser Step-Up-Regler-ICs dürfte wohl der TL 497 sein. Da Emitter und Kollektor des Schalttransistors von außen zugänglich sind, kann dieses IC auch als Step-Down-Regler eingesetzt werden. Allerdings beträgt die maximale Betriebsspannung des ICs nur 12 Volt, was die Anwendungsmöglichkeiten als Step-Down-Regler deutlich einschränkt. Eine sehr beliebte Anwendung ist z.B. in Programmiergeräten die Erzeugung der Programmierspannung für Speicher, programmierbarer Logik oder Single-Chip-Controller. Dort steht meistens nur eine geringe Betriebsspannung, z.B. 5 Volt, zur Verfügung. Die programmierbaren Chips benötigen aber teilweise über 20 Volt für die Programmierung.
In Bild 6.2 B links ist der Schaltplan eines solchen mit dem TL 497 aufgebauten Wandlers zu sehen. R 3 begrenzt den Kollektorstrom des Schalttransistors auf den zulässigen Maximalwert von ca. 500 mA. Ohne externen Leistungstransistor ist der TL 497 also nur für Wandler mit kleiner Leistung geeignet. Daneben hat der TL 497 noch eine Diode eingebaut. Diese vereinfacht den Aufbau. Bei höheren Leistungen müsste sie aber ebenfalls durch eine stärkere externe Diode ersetzt werden. Eine Besonderheit des TL 497 ist das Timing. Der Kondensator C 2 bestimmt eine feste Einschaltzeit des Schalttransistors. Sie liegt bei einem Wert von 470 pF bei ca. 40 µs. Das Tastverhältnis am Schaltausgang wird durch Variation der Schaltfrequenz eingestellt.

Bild 6.2 B Einfachste Ausführungen von Step-Up-Reglern

Sollen größere Leistungen gewandelt werden, bietet sich wieder ein kompaktes IC aus der Simple-Switcher-Serie von NSC an. Bild 6.2 B rechts zeigt einen Wandler, der mit dem LM 2577-ADJ und einigen externen Bauteilen aufgebaut ist. Die maximale Ausgangsspannung darf bis zu 60 Volt betragen, allerdings ist dafür auch eine andere Diode zu verwenden. Mit der angegebenen Schottky-Diode vom Typ 1N 5822 muss die Ausgangsspannung unter 40 Volt bleiben. Der Drosselstrom ist auf 3 Ampere begrenzt, was einem mittleren Eingangsstrom von min. 1,5 Ampere entspricht. Der maximale Ausgangsstrom verringert sich dann der Spannungserhöhung entsprechend. Wie der LM2576 hat auch der LM 2577 eine fest eingestellte Oszillatorfrequenz von 52 kHz. Ebenfalls gibt es einige Festspannungsversionen des LM 2577, bei denen der Feedbackeingang Pin 2 direkt mit der Ausgangsspannung verbunden wird.
Natürlich lässt sich ein Step-Up-Regler auch anderen Standardbauteilen aufbauen. Zunächst wären da wieder die Lösungen mit dem schon bekannten MC 34063. Für kleine Leistungen sind auch hier nur wenige externe Bauteile nötig.

Bild 6.2 C Aufwärtsregler für kleine Leistungen mit dem MC 34063

Wie man in Bild 6.2 C sehen kann, wird bei dieser Konfiguration der Emitter des Schalttransistors direkt an Masse gelegt. Der Kollektor kann dann die Drossel, die mit der Betriebsspannung verbunden ist, auf Massepotential schalten. Der Basisstrom von Q 1 fließt über R 3, der eine Basisstrombegrenzung darstellt. Die maximale Ausgangsspannung Ua entspricht etwa der maximalen Kollektorspannung von Q 1 und beträgt 40 Volt. Sollen größere Ausgangsspannungen und Ströme erzielt werden, wird ein externer Schalttransistor benötigt. Genau wie beim Step-Down-Wandler sollte man bei leistungsstarken oder hochwertigen Step-Up-Wandlern den MC 34063 wegen seines schlechteren Regelverhaltens vermeiden. Auch hier empfehle ich einen richtigen PWM-Regler einzusetzen. Als billiger und leicht beschaffbarer Standardtyp bietet sich da wieder der TL 494 an. In Bild 6.2 D ist so ein Aufwärtswandler mit MOSFET-Endstufe zu sehen.

Bild 6.2 D Step-Up-Regler mit höherer Ausgangsleistung

Die Werte für Ein- und Ausgangsspannung sowie Leistung habe ich willkürlich festgelegt. Sie können durch entsprechende Änderungen der Bauteile leicht angepasst werden. Bei Betriebsspannungen ab ca. 20 Volt muss die Gatespannung reduziert werden. Dazu dient das RC-Glied C5/R7. C5 muss ggf. an die Gatekapazität von T1 angepasst werden. Sollen größere Leistungen umgesetzt werden, benötigt man MOSFETs mit mehr Gatekapazität. C5 muss dann entsprechend vergrößert werden. Als Kriterium dient das Oszillogramm der Gatespannung. Ist C5 zu klein, steigt die Gatespannung nur relativ langsam auf über 10V. Bei Spannungen unter 20 Volt können die Kollektoren der IC-internen Treibertransistoren (Pin 8 und 11) direkt mit der Betriebsspannung verbunden werden. Die maximale Betriebsspannung beträgt ca. 35 Volt. Höhere Betriebsspannungen der Leistungsstufe sind aber auch kein Problem. Dazu muss nur der TL 494 mit einer niedrigeren Spannung, z.B. 12 Volt versorgt werden, wobei auch dann C 5 und R 7 entfallen würde.
Eine Strombegrenzung ist nicht vorgesehen, da sie beim TL 494 etwas aufwendiger wäre. Falls die Eingangsspannung nicht abgesichert ist, muss eine Schmelzsicherung vorgeschaltet werden.
Die Sperrspannung der Diode D 1 muss mindestens um einige Volt höher sein als die Ausgangsspannung. Bei Schottky-Dioden kann es manchmal etwas knapp werden. Bei normalen Dioden ist es sowieso kein Problem, da es diese mit ausreichend hohen Sperrspannungen gibt und man sie großzügig überdimensionieren kann. Wichtig bei normalen Dioden ist es, dass nur ultraschnelle Typen mit Sperrverzugszeiten unter 100 ns verwendet werden. Andernfalls wird der Wirkungsgrad durch Schaltverluste unnötig verschlechtert. R6 muss ggf. noch an die Gate-Kapazität von T 1 angepasst werden. Bei zu hohem Wert von R 6 schaltet T 1 langsamer und verursacht Schaltverluste. Bei zu niedrigem Wert neigen MOSFETs zu hochfrequenten Schwingungen.
Bei der Auswahl eines Typs für T 1 bleibt die Wahl relativ frei. Es können auch mehrere Transistoren parallel geschaltet werden, um auf die erforderliche Strombelastbarkeit zu kommen. Jedem Transistor sollte aber ein eigener Gate-Widerstand (R 6) spendiert werden. Beim Design, bzw. Aufbau der Schaltung ist darauf zu achten, dass insbesondere die Verbindungsleitungen zwischen D 1 , T 1 und C 8 sehr kurz und induktionsarm sind. Das ist umso wichtiger, je höher die Ströme sind. In diesen Leitungen können bei höheren Wandlerleistungen ohne weiteres periodische Stromanstiegsgeschwindigkeiten von etlichen ±100 A/µs auftreten. Da kann schon ein zu lang geratenes Stück Draht soviel Spannung induzieren, dass Bauteilfunktionen gestört oder sogar Bauteile zerstört werden. Abhilfe schaffen nur ein kompakter Aufbau und großflächige Leiterbahnen. Ggf. muss auch der Gatewiderstand R 6 vergrößert werden, um die Schaltgeschwindigkeit zu reduzieren, was natürlich den Wirkungsgrad verschlechtert. Ich verweise an dieser Stelle auch nochmal auf die Designregeln aus Kapitel 6.1. Bevor die Ausgangsspannung aufgebaut ist, versucht der TL494 mit seiner max. Einschaltdauer die max. Ausgangsleistung zu erzielen. Das kann dazu führen, dass die Eingangsspannungsquelle und/oder der Schalttransistor T1 überlastet wird. Abhilfe schaffen zwei Schutzschaltungen. Der TL494 besitzt zwei Regelverstärker, von denen einer für die Regelung der Ausgangsspannung benötigt wird. Der zweite überwacht die Eingangsspannung. Sinkt die Eingangsspannung unter 10V, z.B. durch Überlastung der Eingangsspannungsquelle, Wird T1 abgeschaltet. Eine Überlastung im Einschaltmoment wird außerdem durch einen Softstart verhindert. Dafür gibt es am TL494 einen nützlichen Pin4 (Deadtime), mit dem man die maximale Einschaltdauer bzw. minimale Totzeit über eine Spannung von 0...5V festlegen kann. Nach dem Einschalten liegt an Pin4 über C9 zunächst 5V an. Die Totzeit ist dann größer als die Periodendauer, sodass die Einschaltdauer zunächst null ist. R9 sorgt dafür, dass die Spannung an Pin4 langsam auf null sinkt. Die Einschaltdauer wird also langsam von null bis zum Maximalwert freigegeben. So kann die Regelung einsetzen, bevor es zu einer Überlastung durch eine zu hohe Einschaltdauer kommt.
Statt des TL 494 lässt sich auch ein SG 3524 einsetzen. In Bild 6.2 E sind zwei solcher Wandler zu sehen. Da auch beim SG 3524 Kollektor und Emitter der Ausgangstransistoren herausgeführt sind, ist die Beschaltung der externen Endstufe weitgehend identisch. Die internen Transistoren des SG 3524 sind mit einem maximalen Kollektorstrom von 100 mA so schwach, dass ein Wandler ohne externen Schalttransistor kaum Sinn macht.

Bild 6.2 E Step-Up-Regler mit dem SG 3524

In Bild 6.2 E ist einmal links ein kleinerer Wandler mit bipolaren Schalttransistor zu sehen. In der Regel, vor allem bei höheren Leistungen, wird man aber immer eine MOSFET-Endstufe bevorzugen; bei sehr hohen Leistungen ggf. auch eine IGBT-Endstufe, die genauso angesteuert wird. Die MOSFET-Leistungsstufe ist mit der von Bild 6.2 D identisch. Die Beschreibung dazu befindet sich dort und die Beschreibung des SG 3524 bei Bild 6.1 F. Zu beachten ist beim SG 3524 noch, dass die Referenzspannung des Regelverstärkers an Pin 2 i.d.R. 2,5 Volt beträgt und dass die minimale Betriebsspannung bei 8 Volt liegt. Mit dem SG 3524 lässt sich auch beim Aufwärtswandler eine einfache Strombegrenzung realisieren. Der Shuntwiderstand für die Strommessung braucht nicht in die negative Versorgungsspannung, sondern kann direkt in die Source-Leitung des Schalttransistors eingefügt werden.
Ein weiteres interessantes IC für Step-Up-Wandler ist der UC 3842, den ich bereits in Bild 6.1 M als Regler für einen Abwärtswandler missbraucht habe. Da die Funktionsweisen von Sperr- und Step-Up-Wandlern einander ähneln, lässt sich der UC 3842 auch als Step-Up-Regler einsetzen. Ich habe deshalb zwei Beispiele aus meinem Monitor-Handbuch übernommen, in denen dieses IC zum Einsatz kommt. Es handelt sich dabei um zwei Versionen eines einstellbaren Gleichspannungsnetzteiles, mit dem man Spannungen von 24-300 Volt erzeugen kann. Das Gerät diente ursprünglich zum Testen von Netzteilen und anderen Schaltungen mit hoher Betriebsspannung. Natürlich sind auch beliebige andere Anwendungen denkbar.

Bild 6.2 F Einstellbares 300-Volt-Netzteil mit UC 3842

Der Vorteil des 3842 besteht darin, dass er bereits eine interne MOSFET-Treiberstufe hat. Dadurch ist die Ansteuerung von MOSFETs besonders einfach. Statt eines Wandlertrafos wird der Schalttransistor mit einer Drossel betrieben. In Bild 6.2 F links wird das IC in seiner Standard-Betriebsart betrieben. Deshalb muss in der Source-Leitung ein Strommesswiderstand eingefügt werden. Der 3842 benötigt diese linear ansteigende Spannung, die sich aus dem Drosselstrom ergibt, um richtig arbeiten zu können. Diese Schaltung hat den Nachteil, dass Schaltfrequenz und Drossel relativ genau aufeinander abgestimmt sein müssen. Ist die Induktivität zu klein, entstehen große Stromlücken, was eine hohe effektive Wechselstrombelastung aller beteiligten Bauteile bedeutet. Insbesondere der Spitzenstrom des Schalttransistors erhöht sich, was die Ausgangsleistung reduziert. Ist die Induktivität zu groß, liegt an Pin 3 des ICs keine bei null beginnende Rampenspannung mehr an, sodass eine stabile Regelung überhaupt nicht mehr möglich ist.
Die Betriebsspannung des 3842 muss mindestens 16 Volt betragen, damit ihn dessen Unterspannungssensor sicher aktiviert. Die maximal sinnvolle Betriebsspannung ist ca. 20 Volt. Zwar verträgt der 3842 über 30 Volt, aber die Ausgangsspannung entspricht auch der Betriebsspannung und MOSFETs sollten mit nicht mehr als 20 Volt angesteuert werden. Einen größeren Betriebsspannungsbereich erreicht man mit dem sonst baugleichen UC 3843, der aber bereits ab ca. 9 Volt arbeitet und ebenfalls sehr weit verbreitet ist.
In Bild 6.2 F rechts wurde der Strommesswiderstand überbrückt. Dadurch entfällt zwar die Strombegrenzung, aber die Rampenspannung kann unabhängig vom tatsächlichen Drosselstrom mit einer kleinen Zusatzschaltung erzeugt werden. Der 3842 arbeitet dann wie die meisten Step-Up-Wandler im PWM-Modus (Pulsweitenmodulation). Deshalb darf die Drossel jetzt etwas überdimensioniert werden. Die Dimensionierung ist dann wesentlich unkritischer und die Effektiv- und Spitzenstrombelastung kann deutlich reduziert werden. Das steigert nicht nur den Wirkungsgrad, sondern auch die erzielbare Ausgangsleistung.
Der Wegfall der Strombegrenzung ist übrigens kein großer Nachteil, da bei einem Aufwärtswandler die Eingangsspannung sowieso strombegrenzt oder abgesichert sein muss. Selbst wenn der Schalttransistor abschaltet, wird im ausgangsseitigen Kurzschlussfall die Eingangsspannung über die Schaltdiode kurzgeschlossen.
Neben den Anwendungen im Bereich höherer Leistungen können solche Wandler auch bei sehr niedrigen Leistungen eingesetzt werden. Eine interessante Schaltung auf der Basis eines selbstschwingenden Step-Up-Reglers ist der "9-Volt-Blockbatterie-Emulator". Solche Blockbatterien werden in vielen Geräten, auch Messgeräten für professionellen Einsatz verwendet. Bei häufigem Gebrauch verwendet man sinnvollerweise Akkus. Leider ist die Lebensdauer dieser 9-Volt-Akkus vergleichsweise gering. Beim Laden und Entladen der in Serie geschalteten Akkuzellen ist eine optimale Behandlung der Einzelzelle nicht möglich. Beim Entladen sind einzelne Zellen schon leer, während andere noch ihre volle Leistung abgeben. Bei Tiefentladung, die durch Vergesslichkeit des Anwenders beim Ausschalten der Geräte regelmäßig vorkommen kann, werden diese schwächeren Zellen durch den Entladestrom der stärkeren Zellen auch noch in entgegengesetzter Polarität aufgeladen. Beim Aufladen gibt es dann das gleiche Problem. Einige Zellen müssen überladen werden bis andere wirklich voll sind.
Wesentlich zuverlässiger funktionieren dagegen einzellige Akkus, die i.d.R. leider nur 1,2 Volt abgeben. Die meisten Schaltungen benötigen aber wesentlich höhere Betriebsspannungen. Bild 6.2 G zeigt einen einfachen Step-Up-Regler, mit dem es möglich ist, solche Schaltungen mit einer einzelnen NiCd- oder NiMH-Zelle zu versorgen.

Bild 6.2 G 9-V-Blockbatterie-Emulator

Der Wandler arbeitet als normaler Sperrschwinger. R 1 erzeugt zunächst einen Basisstrom in T2, sodass dieser durchschalten kann und C 2 auflädt. Die Spannung an C 2 gelangt über die Rückkopplungswicklung des Trafos, bzw. der Speicherdrossel an die Basis von T 1. Sobald die Schwellspannung erreicht ist, setzt die Rückkopplung über die Spulen ein und T 1 schaltet voll durch. Der Spulenstrom in der Hauptspule steigt jetzt linear an, bis T 1 in die Sättigung gerät. Dadurch steigt die Kollektorspannung von T 1, während die Spulenspannung zwangsläufig sinken muss. Die sinkende Spulenspannung senkt auch die Basisspannung, was diesen Vorgang beschleunigt und den Transistor T 1 sehr schnell abschaltet. Die in der Spule gespeicherte Energie wird dann während der Sperrphase von T 1 über D 1 auf C 3 übertragen.
Solange die Sollspannung am Ausgang noch nicht erreicht ist, arbeitet der Wandler mit seiner maximalen Leistung. Erst wenn die Basisspannung von T 3 die Akkuspannung, die hier als Referenzspannung für den Regler dient, überschreitet, beginnt T 2 zu sperren. Das reduziert den Basisstrom von T 1, sodass dieser schon bei geringeren Strömen in die Sättigung gerät und abschaltet. Bedingt durch das Teilungsverhältnis von R 2 und R 3 wird die Ausgangsspannung auf das ca. 7,5-fache der Eingangsspannung geregelt. Dies ist vor allem bei Verwendung von 1,5-Volt-Zellen zu berücksichtigen. Je nach verwendeten Bauteilen lässt sich dem Wandler ein Ausgangsstrom von 20-30 mA entnehmen. Das sollte für die meisten Geräte ausreichend sein. Im Leerlauf beträgt der Eingangsstrom 0,5-1 mA. Das ist zwar schon sehr sparsam, aber noch zuviel, um den Akku permanent am Wandler zu betreiben. Deshalb sollte der Geräteschalter möglichst die Akkuspannung unterbrechen. Die Schaltung lässt sich meistens sogar nachträglich samt Batteriefach für eine Mignonzelle an den für die Blockbatterie bestimmten Platz einbauen. Die Spulen werden einfach auf einen ca. 10 mm langen und 4 mm dicken Ferritkern gewickelt.

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