8.4 Geregelte Gegentakt-Flusswandler
Genau wie beim geregelten Eintakt-Flusswandler wird auch beim Gegentakt-Flusswandler eine Speicherdrossel zwischen Gleichrichter und ausgangsseitigem Siebelko benötigt. In Bild 8.4 A habe ich die vier Phasen im Gegentaktbetrieb am Beispiel einer Vollbrücke aufgezeichnet. Links ist die 1. Flussphase zu sehen, bei der zwei diagonal gegenüberliegende Brückenschalter geschlossen sind. Die Eingangsspannung liegt jetzt an der Primärspule des Trafos, wird direkt auf die Sekundärspule transformiert und mit einem Brückengleichrichter gleichgerichtet. Wie beim Eintaktwandler liegt die Sekundärspannung an der Speicherdrossel, wodurch diese aufgeladen wird, während sich gleichzeitig der Siebelko auflädt.
In der Mitte ist die 1. Sperrphase zu sehen, in der alle Schalter der primärseitigen Brücke geöffnet sind. Der immer noch fließende Strom in der Speicherdrossel kann jetzt rückwärts durch die vier Gleichrichterdioden fließen, wobei die Drossel wieder entladen wird. Der Laststrom wird in dieser Phase auch den Siebelko am Ausgang entladen.

Bild 8.4 A Die Phasen des regelbaren Gegentakt-Flusswandlers

Rechts ist die 2. Flussphase zu sehen, in der die beiden Schalter geschlossen sind, die in der 1. Flussphase geöffnet waren. Jetzt liegt wieder die Eingangsspannung an der Primärspule des Trafos, jedoch mit umgekehrten Vorzeichen. Wegen des Brückengleichrichters liegt die Sekundärspannung jetzt wieder mit gleichem Vorzeichen wie in der 1. Flussphase an der Speicherdrossel an. Die Drossel wird daher auch wieder aufgeladen.
Nach der 2. Flussphase folgt eine 2. Sperrphase, die mit der 1. identisch ist. Ich habe daher darauf verzichtet, diese nochmals zu zeichnen. Danach geht es dann wieder mit der 1. Flussphase weiter. Die Funktion der Speicherdrossel ist identisch mit derjenigen des Abwärtswandlers. Die Ausgangsspannung ergibt sich aus der Sekundärspannung multipliziert mit dem Verhältnis von Gesamtflussdauer zu Periodendauer. Beim Gegentaktwandler kann die Flussdauer von null bis fast 100 % der Periodendauer betragen. Eine minimale Sperrphasendauer (Totzeit) darf nicht unterschritten werden, damit sichergestellt ist, dass innerhalb eines Brückenzweiges niemals zwei Schalter gleichzeitig eingeschaltet sind.
Ein geregelter Gegentakt-Flusswandler ist immer aufwendiger aufgebaut als ein einfacher Sperrwandler. Deshalb wird er nur bei höheren Leistungen zum Einsatz kommen, wo die Vorteile des Flusswandlers im Bereich Leistungsbauteile überwiegen. Die untere sinnvolle Leistungsgrenze für den Flusswandler lässt sich nicht klar festlegen, sie dürfte bei Netzteilen irgendwo zwischen 100 und 200 Watt liegen. Das hängt aber auch von den Ein- und Ausgangsspannungen ab. Bei niedrigen Ein- und/oder Ausgangsspannungen ist die Strombelastung der Bauteile bei Sperrwandlern besonders hoch. Hier kann ein Flusswandler schon bei niedrigeren Leistungen zum Einsatz kommen. PC-Netzteile, die ja auch beträchtliche Leistungen bei niedrigen Spannungen abgeben müssen, werden deshalb sehr gerne als Gegentakt-Flusswandler aufgebaut.
Genau wie beim ungeregelten Gegentakt-Flusswandler gibt es auch beim geregelten drei Grundausführungen. Die Vor- und Nachteile sind jeweils gleich:

Einfache „klassische“ Gegentaktschaltung mit je einer Primärspule pro Schalttransistor (Parallelspeisung)

Halbbrückenschaltung mit zwei Schalttransistoren. Dies dürfte die gängigste Flusswandler-Technik bei Leistungen unter 1 kW sein.

Vollbrückenschaltung mit vier Schalttransistoren Der größere Aufwand dieser Technik wird sich erst bei hohen Primärströmen ab etwa 5-10 Ampere lohnen.

Für Punkt 1 möchte ich als Beispiel ein 24-Volt-Netzteil beschreiben. Wie man in Bild 8.4 B sieht, ist der Trafo recht aufwendig. Diese Version ist daher nur dann zu empfehlen, wenn der Trafo kostenmäßig nicht zu sehr ins Gewicht fällt. Die übrige Schaltung gestaltet sich dagegen relativ einfach. Die beiden MOSFETs können direkt mit dem SG 3525 angesteuert werden.
Die ungeregelte Version dieser Schaltung habe ich bereits in Bild 8.3 C gezeigt.
Die Schutzschaltung ist identisch mit der in Bild 8.3 L gezeigten und beschriebenen. Auch die Regelschaltung dürfte Ihnen bekannt vorkommen. Wie Sie sehen, kann man viele der beschriebenen Funktionsblöcke zu einer großen Variationsvielfalt kombinieren.

Bild 8.4 B Gegentakt-Netzteil mit Parallelspeisung

Wer einfachere Trafos verwenden will, sollte auf die Halbbrückenversion des Gegentaktwandlers zurückgreifen. Ein großer Vorteil gegenüber der zuletzt beschriebenen Variante ist einmal der, dass man nur noch eine Primärspule braucht und sich zum anderen nicht um die Entsorgung des Streufeldes kümmern muss. Hauptnachteil ist die schwierigere Ansteuerung des Transistors im oberen Brückenzweig. Bei Eingangsspannungen bis etwa 180 Volt lässt sich auch ein P-Kanal-MOSFETs verwenden, um die Ansteuerung im oberen Brückenzweig zu vereinfachen. In Bild 8.4 C ist ein solcher einfacher geregelter Flusswandler zu sehen. Um die MOSFETs ansteuern zu können, muss den einfachen Transistorausgängen des TL 494 noch jeweils eine Gegentaktstufe nachgeschaltet werden. Hier ist es von Vorteil, dass der TL 494 alle Kollektoren und Emitter der Treibertransistoren einzeln herausgeführt hat. Dies ist nämlich nötig, um die gegenpoligen Steuerimpulse von N- und P-Kanal-MOSFETs einfach zu erzeugen.

Bild 8.4 C Halbbrücken-Flusswandler für Eingangsspannungen bis zu 180 Volt

Der TL 494 sollte mit einer Betriebsspannung von etwa 15 Volt versorgt werden. Bei Eingangsspannungen von 10-20 Volt kann der TL 494 aber auch direkt mit der Eingangsspannung versorgt werden. Gleichzeitig vereinfacht sich dann die Ansteuerung von T 3, der dann direkt über R 5 angesteuert werden kann, da ZD 1, ZD 2, C 5 und R 7 entfallen. Elektronische Sicherungsmaßnahmen sind in diesem Schaltungsbeispiel nicht eingebaut. Hier empfiehlt sich auf jeden Fall, zusätzlich zu den üblichen Sicherungsmaßnahmen in der Versorgungsspannung, der Einbau einer flinken Sicherung in Serie zur Primärspule.
Sehr häufig wird man einen Halbbrücken-Flusswandler auch in primär getakteten 230-V-Schaltnetzteilen einsetzen. Dazu muss die Halbbrücke für Betriebsspannungen bis mindestens 400 Volt ausgelegt werden. Bei diesen Spannungen kommen nur noch N-Kanal-MOSFETs oder IGBTs zum Einsatz. Üblicherweise steuert man die Schalttransistoren oder zumindest den oberen Brückenzweig mit einem Steuertrafo an. Eine interessante Alternative zu den Trafos sind die Gate-Treiber-ICs von IR. Der IR 2110 besitzt je einen Gate-Treiber für den unteren und den oberen Brückenzweig. Die Betriebsspannung des oberen Brückenzweiges darf bis zu 500 Volt betragen. Damit eignet sich das IC hervorragend zur Realisierung von Flusswandler-Schaltnetzteilen. Die Steuereingänge des IR 2110 lassen sich sehr einfach mit einem TL 494 ansteuern. In Bild 8.4 D habe ich ein Schaltbeispiel eines so realisierten Wandlers aufgezeichnet. Dieses Konzept deckt in etwa den Leistungsbereich von 200-1000 Watt ab.

Bild 8.4 D Geregelter Halbbrücken-Gegentakt-Flusswandler mit Gate-Treiber-IC

Zur Funktion: Zunächst der Hilfsspannungswandler, den ich in Bild 6.1 M bereits ausführlich beschrieben habe, die Betriebsspannung der Steuer-ICs. Dieser Wandler startet mit einem relativ hohen Strom, sodass sich die Ausgangsspannung schnell aufbaut. Ein schneller Anstieg der Ausgangsspannung des Hilfswandlers ist nötig, damit ein kontrollierter Softstart durchgeführt werden kann. Nach dem Einschalten der Betriebsspannung wird zunächst der FB-Eingang (Pin 3) des TL 494 über C 8 und D 5 auf etwa 4,5 Volt gelegt, sodass der TL 494 kein Ausgangssignal erzeugt. Wenn sich C 7 nun langsam auflädt, sinkt die Spannung an Pin 3 bis auf null. Dabei verringert sich die Totzeit bis zum Minimum von etwa 0,7 µs. Bei minimaler Totzeit gibt der Wandler dann seine maximale Leistung ab. Für die Regelung der Ausgangsspannung kann die sekundärseitige Regelung über einen Optokoppler die Spannung am DT-Eingang Pin 4 erhöhen, um die Totzeit nach Bedarf zu erhöhen. Pin 4 dient der Einstellung der minimalen Totzeit, die sich durch die Regelung bis auf 100 % der Periodendauer erhöhen kann. Die sekundäre Regelung ist gewohnt einfach gehalten.
Die Ausgangstreiber des TL 494 steuern den IR 2110 an, der schließlich die Endstufentransistoren T 6 und T 7 ansteuert. Die Kondensatoren C 17 und C 18 bilden eine symmetrische Gleichspannungsentkopplung, wie sie in Halbbrückenschaltungen üblich ist. Für den elektronischen Überlastungsschutz befindet sich noch ein Stromwandler (SW) in Serie zur Primärspule des Wandlertrafos. Mit dem Mittelpunktgleichrichter D 6 und D 7 wird der um den Faktor 100 reduzierte Primärstrom gleichgerichtet und fließt, je nach Halbwelle, über R 25 oder R 26. Die an R 24 liegende Spannung ist dann positiv und proportional zum Betrag des Primärstromes. Die Schaltung ist so dimensioniert, dass bei ca. 600 mV @ 6 A die Schutzschaltung den Wandler abschaltet. Die Werte von R 25 und R 26 müssen ggf. natürlich der gewünschten Ausgangsleistung angepasst werden.
Da die beiden Regelverstärker des TL 494 für die Spannungsregelung nicht gebraucht werden, wurde Verstärker #1 stillgelegt und Verstärker #2 als thermischer Überlastungsschutz beschaltet. Die Diode D 3 dient als Temperatursensor und muss an einer dafür geeigneten Stelle, z.B. am Kühlblech, montiert werden. Der Spannungsteiler R 12, R 13 ist so dimensioniert, dass der Wandler herunterregelt, wenn die Flussspannung von D 3 geringer als etwa 300 mV wird. Dieser Wert muss aber in der fertigen Schaltung ggf. optimiert werden. Natürlich ist der thermische Überlastungsschutz nur optional und es können beide Regelverstärker stillgelegt werden.
Bei einem schnellen Stromanstieg im Störfall, bzw. bei einem Kurzschluss spricht die aus T 4 und T 5 bestehende Schutzschaltung an. T 4 und T 5 bilden einen Thyristor, der die Betriebsspannung der ICs durch den Strom in R 19 und R 20 so stark belastet, dass diese zusammenbricht. Zuvor wird allerdings der Kontrolleingang Pin 11 des IR 2110 sofort auf logisch 1 geschaltet, damit beide Endstufentransistoren schnellstmöglich abschalten. Der Thyristor (T 4, T5) bleibt eingeschaltet, bis die Betriebsspannung zusammengebrochen ist und der Hilfsspannungswandler abgeschaltet hat. Da T 4 und T 5 jetzt stromlos sind, können sie wieder sperren. Währenddessen kann sich C 5 aufladen, bis der Hilfswandler wieder einschaltet. Bleibt die Störung weiterhin vorhanden, wiederholt sich dieser Vorgang periodisch.
Die Anpassung der Schaltung an die gewünschten Ausgangsleistung erfolgt im wesentlichen über die Dimensionierung der Leistungsbauteile und der Strommesswiderstände R 25, R 26.

PC-Netzteile sind ebenfalls sehr häufig als Halbbrücken-Gegentakt-Flusswandler aufgebaut. Eine Besonderheit dieser Netzteile besteht darin, dass sehr viele Ausgangsspannungen benötigt werden. Normalerweise würde man so ein Netzteil mehrstufig aufbauen, d.h., man würde zunächst die höchste vorkommende Spannung (hier 12 Volt) erzeugen und die restlichen über Abwärts- und Inverswandler aus den 12 Volt generieren. PC-Netzteile werden aber in großen Mengen gefertigt und deshalb zählt der geringste Materialaufwand. Den erreicht man mit Spezialtrafos mit mehreren Anzapfungen und mit speziellen Speicherdrosseln mit mehreren Wicklungen für die verschiedenen Ausgangsspannungen. Der Nachteil ist, dass sich primärseitig über die Einschaltdauer der Schalttransistoren nur eine Ausgangsspannung regeln lässt. Für die Digitaltechnik werden + 5 Volt und + 3,3 Volt benötigt. Da die Digitalelektronik sehr empfindlich gegenüber Spannungsschwankungen ist, müssen diese beiden Spannungen auf jeden Fall geregelt werden. Üblicherweise wird die 5-Volt-Ausgangsspannung über die Einschaltdauer der Transistoren geregelt. Für Motoren in Laufwerken, Schnittstellen und diverse Analogtechnik werden weitere Spannungen ( - 5 Volt, +/- 12 Volt ) benötigt. Für das Power-Management des Mainboards wird noch eine permanente 5-Volt-Stromversorgung benötigt. ATX-Netzteile besitzen deshalb neben dem eigentlichen Flusswandler noch ein kleines Sperrwandler-Netzteil, dass auch im ausgeschalteten Zustand weiterläuft und leider auch permanent einige Watt Leistung verbraucht. Der Flusswandler wird über eine Steuerleitung (PS_ON), die vom Mainboard kommt, ein- und ausgeschaltet. Das Power-Management auf dem Mainboard übernimmt auch die Abfrage des Power-Tasters, mit dem der Computer ein- oder auch ausgeschaltet wird. Soll ein ATX-Netzteil ohne Mainboard betrieben werden, braucht der PS_ON-Pin am Netzteil-Stecker einfach nur mit Gnd (Masse) verbunden werden. Aus dem Netzteil geht noch eine weitere Signalleitung zum Mainboard: Mit einer logischen Eins (+5 Volt) auf dem Powergood-Pin signalisiert das Netzteil dem Mainboard, dass die Ausgangsspannungen jetzt stabil anliegen und dass die CPU mit der Arbeit (Reset-Routine) beginnen kann. Für die 3,3 Volt gibt es außerdem noch eine Fühlerleitung (Sense), die aber direkt mit dem 3,3-Volt-Ausgang Pin 10 am Mainboardstecker verbunden ist und keinen eigenen Pin am Stecker hat. Wegen des großen Ausgangsstromes bei 3,3 Volt können die Spannungsverluste in den Zuleitungen prozentual so hoch werden, dass eine einwandfreie Funktion der Elektronik nicht mehr gewährleistet ist. Deshalb greift der 3,3-Volt-Regler die Ausgangsspannung direkt am Stecker ab. Damit die Spannungsverluste gar nicht erst so stark ins Gewicht fallen, werden die stark strombelasteten kritischen Leitungen wie Gnd, + 5 Volt und +3,3 Volt mehrfach ausgeführt. In Bild 8.4 E habe ich ein ATX-Netzteil aufgezeichnet, wobei ich die wichtigen Teile, Leistungselektronik und Regelschaltung, im Detail gezeichnet habe. Da ich nicht davon ausgehe, dass jemand so ein Netzteil nachbauen will, habe ich aus Platzgründen auf viele Bauteilangaben und Details verzichtet; es soll nur zum Verständnis dienen. Für Reparaturen oder Änderungen an vorhandenen Netzteilen ist der Plan aber ganz hilfreich. Zunächst durchläuft die Netzspannung einen Netzfilter und Gleichrichter mit Siebelko. An dieser Stelle kann sich in neueren Netzteilen auch eine Leistungsfaktorkorrektur befinden, wobei die Netzgleichspannung dann ca. 400 Volt betragen würde. Die Gleichspannung gelangt auf einen kleinen Sperrwandler, der auf der Sekundärseite zwei Hilfsspannungen von 5 und ca. 10 Volt erzeugt. Die 10 Volt versorgen das Überwachungsmodul und den TL 494, die + 5 Volt das Mainboard. Solange der PS_ON-Pin auf + 5 Volt liegt, gibt das Überwachungsmodul eine Spannung von 4-5 Volt auf die PWM-CTRL-Leitung. Diese Spannung gelangt auf Pin 4 des TL 494 und bewirkt eine Totzeit die größer ist als die maximale Einschaltdauer. Der TL 494 gibt daher kein Ausgangssignal mehr aus und der Flusswandler ist stillgelegt.

Bild 8.4 E Typisches Schaltbild eines ATX-Computernetzteiles

Wird der Computer eingeschaltet, geht die Steuerleitung PWM-CTRL auf etwa 0 Volt. C 16 bewirkt, dass die Spannung an Pin 4 nur langsam absinkt und sorgt so für einen Softstart.
Da die Steuerelektronik mit dem Massepotential der Ausgangsspannungen verbunden ist, müssen die Schalttransistoren über einen Steuer(trenn)trafo angesteuert werden. Der Trafo ist im Prinzip so aufgebaut und beschaltet wie der Steuertrafo des selbstschwingenden Wandlers in Bild 8.3 E oder in Bild 13.2.2 C Mit einer Anlaufhilfe könnte auch dieser Wandler primärseitig selbständig schwingen. Bei alten AT-Netzteilen, die über kein Hilfsnetzteil verfügten, sonst aber im Prinzip genauso aufgebaut waren, wurde auf diese Weise sogar das Netzteil angefahren. Für die kontrollierte Ansteuerung durch die Regelelektronik besitzt der Steuertrafo noch eine Gegentaktwicklung auf der Niedervoltseite. Da die Ansteuerung der primärseitigen Schalttransistoren T 1 und T 2 wegen der Rückkopplungswicklung selbsthaltend ist, müssen die Treibertransistoren T 3 und T 4 den Steuertrafo kurzschließen, damit T 1 und T 2 sperren können. Während der Totzeit, wenn beide Ausgangstransistoren des TL 494 gesperrt sind, werden T 3 und T 4 über R 13 und R 15 voll durchgeschaltet und schließen den Steuertrafo kurz. Sobald einer der Ausgangstransistoren des TL 494 einschaltet, wird T 3 oder T 4 gesperrt. Über D 6, R 14 und den jeweils anderen noch durchgeschalteten Treibertransistor fließt dann ein kleiner Strom durch die Wicklung des Steuertrafos, der dort eine Spannung induziert. Diese Spannung lässt einen Basisstrom in T 1 oder T 2 fließen, der wiederum zu einem verstärkten Kollektorstrom führt. Der Kollektorstrom fließt durch die Primärspule des Flusswandlertrafos und auch durch die Rückkopplungswicklung des Steuertrafos. Die Rückkopplung bewirkt schließlich, dass T 1 oder T 2 voll durchschaltet. Solange T 3 oder T 4 gesperrt ist, kann sich auf den niederspannungsseitigen Wicklungen des Steuertrafos eine hohe Induktionsspannung aufbauen, sodass die Rückkopplung im Steuertrafo ungestört bleibt. Erst zu Beginn der nächsten Totzeit, wenn wieder T 3 und T 4 durchgeschaltet sind, wird die Induktionsspannung des Steuertrafos und damit auch die Basisspannung von T 1 und T 2 kurzgeschlossen. Auf diese Weise werden die primärseitigen Leistungsschalter durch den TL 494 kontrolliert. Der Steuertrafo dient gleichzeitig noch zur Überwachung des primärseitigen Laststromes, der ja durch die Rückkopplungswicklung fließt. Bei Überlastung des Primärkreises während der Flussphase wird im Steuertrafo eine hohe Spannung induziert, die über D 5 gleichgerichtet wird und auf C 15 gelangt. An einer zu hohen Spannung an C 15 erkennt das Überwachungsmodul eine Überlastung und schaltet das Netzteil ab. Die Schutzschaltungen sind meistens so ausgelegt, dass ein Wiedereinschalten erst nach Aus- und Wiedereinschalten über die PS_ON-Leitung oder nach Trennung vom Netz möglich ist.
Um die +5-Volt-Ausgangsspannung regeln zu können, müssen nur die Eingänge des Regelverstärkers (Pin 1 u. 2 des TL 494) mit der 5-Volt-Referenzspannung und der Ausgangsspannung verbunden werden. Um Bauteiltoleranzen ausgleichen zu können wird man in der Praxis beide Spannungen noch etwas herunterteilen. Die 5-Volt-Ausgangsspannung gelangt von den Trafowicklungen über die Doppel-Schottky-Diode DD 2, die Mehrfach-Speicherdrossel Dr 2 und die Siebdrossel Dr 4 auf den Ausgang. Die Elkos C 7 und C 9 dienen der Siebung der Ausgangsspannung. Der TL 494 stellt nun die Einschaltdauer der primärseitigen Schalttransistoren so ein, dass die 5-Volt-Ausgangsspannung genau stimmt. Durch das Übersetzungsverhältnis des Trafos und der Mehrfach-Speicherdrossel werden dann auch die anderen Ausgangsspannungen -5 Volt und +/- 12 Volt einigermaßen stabil gehalten. Diese Spannungen erhalten nur einen Siebelko hinter der Siebdrossel. Da die Übersetzungsverhältnisse von Trafo und Speicherdrossel nicht 100%-ig zueinander passen, würden relativ hohe Ausgleichsströme über die Siebelkos fließen, die sich direkt hinter der Speicherdrossel befinden. Deshalb wurde nur die 5-Volt-Ausgangsspannung mit zwei Siebelkos C 7 und C 9 ausgestattet. Für die 3,3-Volt-Ausgangsspannung reicht diese übersetzungsbedingte Stabilisierung allerdings nicht aus; sie muss mit einem separaten Regler stabilisiert werden. Die 3,3 Volt werden aus den gleichen Wicklungen des Trafos gespeist wie die +/- 5 Volt. Zwischen einer Trafowicklung und der Doppeldiode befindet sich jedoch noch die kleine Schaltdrossel Dr 1. In vielen Netzteilen werden aus Symmetriegründen auch zwei Drosseln eingefügt. Die Schaltdrossel ist eine kleine Ringkernspule mit wenigen Windungen auf einem hochpermeablen Ferritkern. Die Induktivität von Dr 1 ist so hoch, dass normalerweise bei der Schaltfrequenz des Wandlers kein nennenswerter Strom fließen würde. Allerdings reicht dieser Strom aus, um den Kern der Drossel in die Sättigung zu treiben. Die Drossel ist so bemessen, dass der Kern nach etwas weniger als der halben Einschaltdauer des Schalttransistors, die sich bei einer geregelten 5-Volt-Ausgangsspannung einstellt, in die Sättigung gerät. Die 3,3 Volt wird ja aus der gleichen Trafowicklung gewonnen wie die +/- 5 Volt. Eine voll durchgeschaltete Halbwelle ergibt daher bereits einen Mittelwert von 2,5 Volt. Die andere Halbwelle wird von Dr 1 auf etwas mehr als die Hälfte verkürzt, was einem Mittelwert von 1,3 - 1,5 Volt entspricht. Als Gesamt-Mittelwert ergibt sich dann eine Ausgangsspannung von 3,8 - 4 Volt, was natürlich noch zu hoch ist. Über D 16 und R 22 kann nun Dr 1 während der stromlosen Halbwelle mit einem dem Laststrom entgegengesetzten Strom vormagnetisiert werden. In der nächsten Stromflussphase muss sich Dr 1 zunächst entmagnetisieren, bevor sie sich in Laststromrichtung entgegengesetzt magnetisieren kann. Wurde Dr 1 zuvor bis in die Sättigung vormagnetisiert, kann es nun maximal doppelt so lange dauern, bis Dr 1 wieder in die Sättigung gerät. Da bei der einfachen Sättigungszeit bereits fast die Hälfte der Halbwelle wegfällt, wird bei der doppelten Sättigungszeit fast die gesamte Halbwelle ausgeblendet. Zusammen mit der anderen voll durchgeschalteten Halbwelle ergibt sich dann ein Gesamt-Mittelwert von kaum mehr als 2,5 Volt. Mit dem Vormagnetisierungsstrom von Dr 1 lässt sich also die Ausgangsspannung im Bereich von etwa 2,5 - 4 Volt einstellen. Der maximal nötige Magnetisierungsstrom ist von der Drossel abhängig und dürfte i.d.R. im Bereich von 100 mA liegen. Die 3,3-Volt-Regelung besteht aus einem TL 431, der den Steuertransistor T 5 durchschaltet, sobald die Ausgangsspannung 3,3 Volt überschreitet. In T 5 stellt sich also genau der Vormagnetisierungsstrom für Dr 1 ein, der nötig ist, damit sich eine Ausgangsspannung von 3,3 Volt einstellt.
Das Überwachungsmodul hat im Wesentlichen die Aufgabe, die ordnungsgemäße Funktion des Netzteiles zu überwachen und dieses bei Fehlfunktion oder Überlastung abzuschalten. Meistens reicht es, die positiven Spannungen zu kontrollieren. Die negativen Spannungen sind ja relativ fest mit diesen verkoppelt. Neben einem Überspannungsdetektor für die positiven Ausgangsspannungen ist das Überwachungsmodul häufig auch mit einem Unterspannungsdetektor für die 3,3-Volt- und die +5-Volt-Ausgangsspannung versehen. Die Unterspannungsdetektoren schalten das Netzteil ebenfalls ab, wenn die Ausgangsspannungen nicht innerhalb einer bestimmten Zeit nach dem Einschalten aufgebaut wurden.
Wegen des niedrigen Preises von solchen Standard-PC-Netzteilen macht es wenig Sinn diese nachzubauen. Interessant ist es allerdings, diese als Basis zum Umbau in Netzteile mit anderen Ausgangsspannungen zu benutzen. Das Problem solcher Netzteile im Originalzustand ist, dass eine Lastverteilung auf die verschiedenen Ausgangsspannungen vorgegeben ist und nur die +5 Volt alleine voll belastet werden darf, während die anderen Ausgangsspannungen unbelastet sind. Als einfaches +12-Volt-Netzteil ist so ein PC-Netzteil nicht zu gebrauchen. Da auch der +12-Volt-Ausgang eines PC-Netzteiles relativ hoch belastbar ist, wäre es also nützlich, wenn man das Netzteil so umbaut, dass die +12 Volt stabilisiert und somit voll belastbar würden. Dazu sind grundsätzlich zwei Änderungen notwendig: Am einfachsten ist das Umändern des Regelkreises. In Bild 8.4 E wird die 5-V-Ausgangsspannung direkt auf den nicht invertierenden Eingang des Regelverstärkers (Pin 1 des TL 494) gegeben. Diese Verbindung muss unterbrochen und stattdessen die auf 5 Volt heruntergeteilte +12-Volt-Ausgangsspannung mit Pin 1 verbunden werden. Im Prinzip hat man damit bereits ein voll belastbares 12-Volt-Netzteil, allerdings kann es passieren, dass die nun ungeregelte +5-Volt-Ausgangsspannung bei höherer +12-Volt-Belastung soweit ansteigt, dass das Überwachungsmodul anspricht und das Netzteil abschaltet. Da die Überwachungsmodule oft sehr unübersichtlich aufgebaut sind, ist es u.U. am einfachsten, sie mit einer stabilen +3,3-Volt- und +5-Volt zu überlisten. Dazu müssen die Sensoreingänge von den beiden Ausgangsspannungen getrennt werden. Stabile 5 Volt finden sich entweder im Hilfsnetzteil oder am Referenzspannungsausgang Pin 14 des TL 494. Die 3,3 Volt lassen sich einfach mit einer 3,3-Volt-Zenerdiode als Shunt-Regler und einem 100-Ohm-Widerstand aus den 5 Volt gewinnen. Ohne Änderung des Leistungsteiles dürften sich bei den meisten Netzteilen auch Ausgangsspannungen bis 15 Volt erreichen lassen. Das Netzteil hat dann aber weniger Regelreserve bei zu niedriger Netzspannung. Dazu muss die Ansprechschwelle des Überwachungsmoduls für Überspannungen auf dem 12-Volt Ausgang ggf. etwas heraufgesetzt werden. Der Elko C 7 sollte entfernt werden und stattdessen ein zusätzlicher Siebelko hinter die Speicherdrossel vor der Siebdrossel Dr 3 eingebaut werden.
Etwas mehr Aufwand würde eine Spannungserhöhung auf z.B. 24 Volt bereiten. Dazu müsste die Mittelanzapfung der Sekundärspule des Trafos von der Masse getrennt und die äußeren Wicklungsenden mit einem Brückengleichrichter verbunden werden. Im Prinzip ist dieser Brückengleichrichter in Form von DD 1, D 14 und D 15 bereits vorhanden. D 14 und D 15 müssten aber durch leistungsstärkere Einzeldioden ersetzt werden. Die Anoden von D 14 und D 15 werden dann mit Masse verbunden. Die Verbindungen der Speicherdrossel zu den anderen Ausgangsspannungen sollte auf jeden Fall unterbrochen werden. Wahrscheinlich muss die Speicherdrossel sogar durch eine mit vierfacher Induktivität ersetzt werden. Natürlich sind auch die Siebelkos auf die 24-Volt-Ausgangsspannung anzupassen. Jetzt ist noch zu beachten, dass die Steuer- und Überwachungselektronik sowie der Lüfter +5 und/oder +12 Volt Versorgungsspannung benötigen. Diese lassen sich wegen der geringen Leistungsaufnahme am einfachsten mit einem Festspannungsregler aus den 24 Volt erzeugen.

Sollen relativ hohe Ströme (> 10 Ampere) mit einem Flusswandler übertragen werden, empfehle ich die Verwendung einer Vollbrücke. Die hat den großen Vorteil, dass die Wechselstrombelastung der Spannungsquelle und der Aufwand für Entstörfilter wesentlich geringer ist. Die Stromüberwachung ist ebenfalls wesentlich einfacher: Am unteren Brückenzweig lässt sich der Laststrom einfach mit einem Shunt-Widerstand gegen Masse messen. Aufwendiger ist dagegen die Ansteuerung der vier Transistoren, von denen jedoch die zwei im unteren Brückenzweig direkt angesteuert werden können. Für die Ansteuerung der Transistoren im oberen Brückenzweig ist der Steuertrafo immer noch die gängigste Methode. Zwar lassen sich diese Transistoren auch mit Gate-Steuer-ICs ansteuern, allerdings wären mit den derzeitig verfügbaren Typen immer noch zwei ICs erforderlich. Ein einziger Steuertrafo kann dagegen beide Transistoren im oberen Brückenzweig ansteuern. Da geregelte Flusswandler hoher Leistung vorwiegend mit höheren Betriebsspannungen, bzw. Netzspannung betrieben werden dürften, werde ich mich hier auf die Beschreibung eines Flusswandler-Netzteiles in Bild 8.4 F beschränken. Bei niedrigeren Betriebsspannungen wird sich an der Schaltung ohnehin nichts ändern. Der Strommesswiderstand R 21 sowie die Schutzschaltung kann und soll bei niedriger Betriebsspannung entfallen, wenn diese entsprechend abgesichert ist.
Die Schaltung in Bild 8.4 F ist weitgehend identisch mit der ungeregelten Version aus Bild 8.3 L Da dort bereits der PWM-Regler SG 3525 zum Einsatz kam, ist eine Möglichkeit zur Steuerung der Pulsbreite schon vorhanden. Am einfachsten lässt sich die Pulsbreite am Ausgang des internen Regelverstärkers steuern. Dazu braucht der Fototransistor des Optokopplers nur zwischen Masse und Pin 9 des SG 3525 geschaltet werden. Auf der Sekundärseite befindet sich die übliche Standard-Regelschaltung.
Obwohl es sich um einen Flusswandler handelt, wurde der Kern des Trafos mit einem kleinen Luftspalt versehen. Dieser dient nur als Entmagnetisierungshilfe und kann nützlich sein, damit sich der Kern bei großer Einschaltdauer in der kurzen Totzeit besser entmagnetisieren kann. Eine unerwünschte Magnetisierung des Kernes kann durch asymmetrische Fehler der Ansteuerung oder der Leistungselektronik auftreten. Alternativ kann man auch einen Entkopplungskondensator mit einer Kapazität von mehreren µF (je nach Leistung und Frequenz) in Serie zur Primärspule schalten. Da am Kondensator keine nennenswerte Spannung auftritt, würde er trotz der für einen Folienkondensator hohen Kapazität noch relativ klein ausfallen.

Bild 8.4 F Geregeltes 500-Watt-Flusswandler-Netzteil in Vollbrücken-Ausführung

8.5 Phase-Shift-PWM-Wandler
Bei Verwendung von Vollbrücken-Flusswandler lässt sich die Vollbrücke auch in ganz anderer Weise ansteuern als dies mit den üblichen PWM-Steuer-ICs möglich ist: Statt mit variabler Einschalt- und Totzeit werden die beiden Halbbrückenzweige mit konstanter Frequenz, Einschalt- und Totzeit betrieben. D.h., beide Halbbrücken erzeugen eine Rechteckspannung mit einem stabilen Tastverhältnis von 50%. Die Steuerung der Energiezufuhr erfolgt durch eine variable Phasenverschiebung zwischen den Rechteckspannungen der beiden Halbbrückenzweige. Die Primärspule des Trafos "sieht" nur die Differenz zwischen den beiden Rechteckspannungen. Diese Differenz kann null sein, wenn die Rechteckspannungen gleichphasig sind oder sie ist maximal, wenn die Spannungen gegenphasig sind. Zwischen diesen Extremen ergibt sich eine von der Phasenverschiebung linear abhängige Einschaltdauer der Spannung an der Primärspule.
Diese Art der PWM-Modulation hat zwei große Vorteile:

1. Die Transistoren haben auch bei geringer Ausgangs-Pulsweite immer eine saubere Schaltflanke
2. Es gibt eine definierte Totzeit, die bei entsprechender Beschaltung und Dimensionierung ein ZVS-Schaltverhalten ähnlich wie bei einem Resonanzwandler ermöglicht.

Aus diesen Vorteilen ergibt sich auch die Möglichkeit, den Wandler mit einer vergleichsweise hohen Arbeitsfrequenz zu betreiben..
Der Nachteil ist,  dass die Steuerschaltung deutlich komplizierter aufgebaut ist als bei einer herkömmlichen PWM-Steuerung. Der bekannteste Vertreter solcher Steuer-ICs dürfte der UCC3895 sein. Leider ist hier kein Standard absehbar. Im Gegensatz zu den "normalen" PWM-Controllern gibt es bei den Phase-Shift-PWM-Controllern keinen herstellerübergreifenden Standardtyp. Eine langfristige Serienfertigung birgt also immer die Gefahr, dass der verwendete Controller über einen längeren Zeitraum nicht verfügbar ist oder die Produktion eingestellt wird. Unter diesen Umständen lohnt es sich dann doch, über einen mehr oder weniger diskreten Aufbau eines Phase-Shift-PWM-Modulators nachzudenken. Obwohl die Erzeugung eines Phase-Shift-PWM-Signals auf den ersten Blick recht kompliziert erscheint, kann man dieses durch trickreiche Verschaltung auch mit relativ wenigen diskreten Bauteilen erzeugen. Lediglich für die benötigten D-Latches wird man vernünftigerweise Standard-Logikbausteine verwenden. Je nachdem, ob man den Modulator in 5V- oder in 12...15V-Technik aufbauen will, unterscheidet sich die Schaltung etwas. In Bild 8.5a ist zunächst die 5V-Variante zu sehen:

Bild 8.5a Phase-Shift-PWM-Modulator in 5V-Ausführung

Für den Modulator wird zunächst ein Nadelimpulsgenerator benötigt. Der liese leicht mit einem invertierenden Schmitt-Trigger (z.B. SN74AC14) aufbauen. Soll kein zusätzlicher Logikbaustein verwendet werden, kann man den Impulsgenerator auch diskret aufbauen. Dieser besteht erstmal aus einem astabilen Multivibrator (T1, T2). Damit die Schwingfrequenz einigermaßen stabil bei 200kHz liegt, wurde die Basisstromregelung des ADAM mit eingebaut. Der eigentliche Nadelimpuls wird dann mit T3 erzeugt. Das 200kHz-Rechtecksignal wird mit C5 am Kollektor von T2 ausgekoppelt. Da die Basis von T3 auf max. ca. +0,7V liegt, wird C5 in der positiven Flanke auf ca. 4,3V aufgeladen. In der negativen Flanke legt T2 den positiven Pol von C5 auf Masse, sodass die Basis von T3 auf ca. -4,3V liegt. Der bis zu diesem Zeitpunkt durchgeschaltete Transistor T3 sperrt anschließend. Über R5 wird C5 von -4,3 auf ca. +0,7V geladen, bis T3 wieder durchschaltet. So entsteht am Kollektor von T3 ein kurzer positiver Impuls, dessen Länge von der Zeitkonstante R5/C5 bestimmt wird. Die Impulslänge sollte bei ca. 100ns liegen und ist damit sehr kurz gegenüber der Periodendauer von ca. 5µs. Dieser Impuls triggert direkt das D-Flipflop FF1, das hier als Toggle-Flipflop geschaltet ist. D.h., dass am Ausgang des Flipflops eine symmetrische Rechteckspannung mit einer Frequenz von ca. 100kHz entsteht. Dies ist das Signal mit der Referenzphase 1 des Phase-Shift-PWM-Generators, mit dem eine der beiden Halbbrücken der Endstufe angesteuert wird. Der Triggerimpuls geht gleichzeitig auf den Emitterfolger T4, dessen Arbeitswiderstand R7 nicht gegen Masse geschaltet ist sondern auf eine variable Steuerspannung. Die Amplitude des Nadelimpulses am Emitter von T4 hängt direkt vom Wert der Steuerspannung ab. Liegt die Steuerspannung auf 0V, bekommt der Nadelimpule eine Amplitude von ca. 4,3V. Die 5V werden nicht erreicht, weil der Emitterfolger einen Spannungsverlust in Höhe der B-E-Schwellspannung, also ca. 0,7V verursacht. Wandert die Steuerspannung gegen +5V, geht die Impulsamplitude gegen 0V. Unabhängig von der Impulsamplitude wird C7 vom Emitter von T4 auf ca. 4,3V aufgeladen. Danach sinkt die Spannung dort auf den Wert der Steuerspannung, die über R7 zugeführt wird. Während des Impulses, wenn C7 geladen wird, liegt an der Basis von T5 ca. 0,7V an. Nach dem Impuls sinkt die Basisspannung von T5 entsprechend der Amplitude des Impulses und sperrt T5. Nach dem Impuls steigt die Spannung an der Basis von T5 gemäß der Zeitkonstante C7/R8 wieder an. Sobald die Basisspannung von T5 auf ca. 0,7V gestiegen ist, beginnt T5 zu leiten und sperrt T6. Dadurch gibt es am Kollektor von T6 eine positive Flanke, die das 2. Flipflop FF2 triggert. FF2 übernimmt dann den aktuellen Pegel von FF1. Da die triggernde Flanke von FF2 zyklisch immer zum gleichen Zeitpunkt eintrifft, entsteht am Ausgang von FF2 ebenfalls eine symmetrische Rechteckspannung mit einer Frequenz von ca. 100kHz. Der Triggerzeitpunkt von FF2 kann über die Steuerspannung von unmittelbar nach demjenigen von FF1 (hohe Steuerspannung) bis gleichzeitig (niedrige Steuerspannung) variiert werden. Die Rechteckspannungen von FF1 und FF2 lassen sich dementsprechend mit der Steuerspannung von phasengleich bis fast gegenphasig einstellen. Wichtig ist dabei, dass der Triggerimpuls für FF2 über den gesamten Einstellbereich der Steuerspannung nicht aussetzt. Für die Endstufe wäre es fatal, wenn plötzlich eine Halbbrücke aussetzen und auf einem Spannungswert verharren würde. Theoretisch würde bei einer Steuerspannung > ca. 4,3V am Emitter von T4 kein Impuls mehr generiert und dementsprechend FF2 nicht mehr getriggert. Durch die parasitäre B-E-Kapazität von T4 kommt aber noch soviel Impulsspannung zur Basis von T5, dass FF2 auch bei 5V Steuerspannung getriggert wird. Um sicher zu gehen, könnte man noch eine zusätzliche Kapazität parallel zur B-E-Strecke von T4 schalten und so eine minimale Impulsbreite am Triggereingang von FF2 einstellen. Mit den beiden Rechtecksignalen von FF1 und FF2 kann man schließlich jeweils einen Halbrückentreiber für die Endstufentransistoren ansteuern. Hier wäre es sinnvoll Halbbrückentreiber mit Totzeitfunktion zu verwenden. Andernfalls muss man sich selber um die Erzeugung der Totzeit kümmern. Um die für den Phase-Shift-PWM-Modulator nötigen kurzen Schaltzeiten zu ermöglichen, müssen für die bipolaren Transistoren sehr schnelle Schalttransistoren verwendet werden. Die hier eingesetzten Typen PMBT2369 von NXP im SOT23-Gehäuse sind Ableger des "Klassikers" 2N2369 im TO-18-Gehäuse, der auch heute noch in seiner ursprünglichen Gehäuseform verkauft wird und der schnellste bipolare Standard-Schalttransistor sein dürfte.

Sollen die Gatetreiber weitgehend diskret aufgebaut werden, kann es sinnvoll sein, den Phase-Shift-PWM-Modulator für 12 bis 15V Betriebsspannung auszulegen. Hier kann man auch einen TLC555 als Impulsgenerator einsetzen. Bei 5V Betriebsspannung wäre dieser noch zu langsam, um einen ca. 100ns schmalen Nadelimpuls zu erzeugen. Bei 12-15V schafft das der TLC555 gerade so, allerdings nur mit negativen Impulsen. Die positiven Impulse müssen dann noch durch Invertierung mit dem P-Kanal-MOSFET T1 generiert werden. In Bild 8.5b ist die 12/15V-Variante zu sehen:

Bild 8.5b Phase-Shift-PWM-Modulator in 12/15V-Ausführung

Abgesehen vom Impulsgenerator ist die Funktion der 12/15V-Variante nahezu identisch mit der 5V-Variante. Um der negativen Basisspannung von bis zu -15V standzuhalten, wurde T2 mit der Emitterdiode D2 versehen. Dadurch erhöht sich allerdings die minimale Kollektorspannung von T2 auf ca. 0,7V. Um T3 trotzdem noch richtig sperren zu können, ist auch dieser mit einer Emitterdiode versehen, die die Schwellspannung auf ca. 1,4V gegen Masse erhöht. Für das D-Latch wurde ein CD4013 verwendet, ein Klassiker aus der 40-er CMOS-Serie, der Betriebsspannungen bis zu 18V erlaubt.
Die in Bild 8.5b gezeigte Schaltung ist übrigens auch ein idealer Anwendungsfall für den im Schaltungstechnik-Kapitel beschriebenen Impulsgenerator. Dieser würde den TLC555 durch eine diskrete Schaltung ersetzen. Das sieht dann folgendermaßen aus:

Bild 8.5c Phase-Shift-PWM-Modulator in 12/15V-Ausführung mit diskret aufgebautem Impulsgenerator

Die folgenden Oszillogramme sind jeweils an den nicht invertierenden Ausgängen Phase1 out (blau) und Phase2 out (rot) aufgenommen. Dabei wurden 3 verschiedene Spannungen an den PWM-Control-Eingang gelegt

Bild 8.5d Verlauf der beiden Ausgänge Phase1 out und Phase2 out bei Eingangsspannungen von 4,7V (links), 9,3V (mitte) und 13,4V (rechts)

Bei Spannungen unter 4,7V oder über 13,4V ergibt sich keine Änderung mehr. Man sieht, dass bei einer Spannung von 0 bis 4,7V die Rechteckspannungen sehr deckungsgleich sind. Würde man eine Vollbrücke mit diesen Signalen ansteuern, bekäme man selbst bei kleinen Totzeiten in der Endstufe keine Ausgangsspannung mehr im Trafo. Bei 9,3V sind die Rechteckspannungen ca. 90° gegeneinander Verschoben. Das ergibt an der Primärspule des Trafos ca. 50% Einschaltdauer. Ab 13,4V Eingangsspannung sind die Rechteckspannungen nahezu gegenphasig, was einer Einschaltdauer von über 95% entsprechen dürfte. Mit den Spannungen zwischen 4,7V bis 13,4V können dann alle beliebigen Phasenverschiebungen zwischen 0° und fast 180° erzeugt werden. Eine Einschaltdauer von 100% kann nicht erreicht werden, da man wegen der benötigten Totzeit der Leistungstransistoren ohnehin kaum über 90% kommen kann. Sollen z.B. größere IGBTs zum Einsatz kommen, sollte man schon ca. 1µs Totzeit für die Umschaltung der Halbbrückenzweige einrechnen. Will man dann mit 100kHz Schaltfrequenz arbeiten, gehen schon 20% der Periodendauer für die Totzeit verloren. Damit bleiben max. 80% Einschaltdauer übrig. Das ist aber nicht weiter schlimm, da man das durch eine entsprechende Spannungsreserve über das Übersetzungsverhältnis des Trafos kompensieren kann. Der Wirkungsgrad der Leistungselektronik wird dadurch nicht wesentlich beeinträchtigt. Wichtig ist nur, dass sich die Phasenlage auf 0° herunterstellen lässt. So hat der Regler des Wandlers die Möglichkeit, die Energiezufuhr bis auf 0% herunterzusteuern. Damit lassen sich dann auch programmierbare Spannungs- und Stromquellen aufbauen, die sich von 0 bis 100% des Nennwertes regeln lassen. Soll die Spannung und/oder der Strom tatsächlich bis auf null heruntergeregelt werden können, ist zu beachten, dass durch Störeinkopplungen in den Trafo und durch Asymmetrien auch in der 0%-Stellung immer noch geringe Spannungen und Ströme in der Sekundärspule des Trafos induziert werden. Diese müssen dann ggf. durch eine zusätzliche Ausgangslast abgefangen werden.
Der Vollständigkeit halber folgt hier noch eine Schaltung der 5V-Version, die sich durch den Einsatz des diskreten Impulsgenerators besonders vereinfacht:

Bild 8.5e Phase-Shift-PWM-Modulator in 5V-Ausführung mit diskret aufgebautem Impulsgenerator

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